주파수 혼합기 및 그 구동 방법{MIXER AND DRIVING METHOD THEREOF}

본 발명은 주파수 혼합기에 관한 것으로, 특히 디지털 방송 수신을 위한 튜너에 적용되는 주파수 혼합기와 그 구동 방법에 관한 것으로이다.

본 발명은 교육과학기술부 주관의 중견연구자지원사업(도약연구)의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2009-0083059, 과제명: Digital Tuner Single Chip 개발].

디지털 텔레비전(Digital Television, DTV)의 수신단은 광대역 주파수 (48-860MHz)를 갖는 무선 주파수 신호(Radio Frequency, RF)를 수신한다. 그리고 DTV는 무선 주파수 신호를 기저 대역(baseband)의 신호로 하향 주파수 변환하고, 원하는 채널을 선택하기 위한 장치로서 튜너(tuner)를 내장하고 있다. 이러한 DTV용 튜너를 단일 칩(single chip)기반으로 구현하는 경우, 저전력의 소형 칩으로 개발하는 이슈가 있고, 또한 고조파 제거(harmonic rejection), 이미지 제거, 동작 영역(dynamic range) 확보 그리고 선형성(linearity) 향상을 위한 개발이 진행되고 있다. 특히 복수의 강한 간섭이 존재하는 TV 방송 환경에서 튜너의 채널 선택성을 높이기 위해 선형성을 향상시키는 것이 중요하다.

DTV 튜너는 협대역의 RF 수신기와는 달리, 낮은 주파수 대역의 채널을 수신하면, 발진기(oscillator)의 고조파가 DTV 주파수 대역에 나타날 수 있고 또한 소자의 비선형성으로 인해, 고조파 주파수 혼합과 혼변조 왜곡(InterModulation Distortion, IMD) 현상이 발생한다. 이러한 현상으로 인해 다수의 인접 채널이 혼재된 주파수 대역을 갖는 DTV의 RF 수신단은 채널 선택성과 신호 대 노이즈 비(Signal to Noise Ratio, SNR)가 나빠지게 되므로, 수신단에서 높은 선형성과 복잡한 이득 제어 알고리즘이 요구된다. 특히 RF 수신단을 구성하는 장치 중에서, 주파수 혼합기(mixer)는 RF 수신단의 마지막에 위치하고, 전체 시스템의 선형성에 영향을 주기 때문에 높은 선형성을 갖도록 설계되어야 한다.

주파수 혼합기는 주파수를 변환해주는 역할을 하는 장치로서, 수신단의 주파수 혼합기는 고주파 무선 주파수 신호를 낮은 주파수로 하향 변환한다. 주파수 혼합기는 스위칭부에서 전원을 사용하는지에 따라 두 가지로 분류할 수 있다. 전원을 필요로 하는 주파수 혼합기를 능동 주파수 혼합기(active mixer)라고 하고, 전원을 사용하지 않는 주파수 혼합기를 수동 주파수 혼합기(passive mixer)라고 한다. 능동 주파수 혼합기는 변환 이득이 크지만 회로 구성이 상대적으로 복잡하고, 수동 주파수 혼합기는 변환 이득은 작지만 전원 없이 상대적으로 간단하게 구성할 수 있다. 주파수 혼합기에서 주파수를 변환하는 방법은 RF 신호를 하향 변환하여 중간 주파수를 생성하고 중간 주파수를 기저대역으로 하향 변환하는 방식과 수신한 RF 신호에서 기저대역으로 바로 주파수 변환을 하는 직접 변환(direct conversion) 방식이 있다. 특히 직접 변환 방식을 사용하는 수신단에서는 플리커 노이즈(flicker noise) 문제가 없는 수동 주파수 혼합기가 주로 사용되고 있다.

본 발명이 해결하려는 과제는 주파수 혼합기가 생성하는 신호 중에서 원하지 않는 신호를 제거하여 선형성을 높이는 것이다.

본 발명의 한 실시예에 따른 무선 주파수 신호를 하향 주파수로 변환하는 주파수 혼합기로서, 상기 무선 주파수 신호와 발진 신호를 혼합하여 신호를 출력하는 제1 스위칭부, 상기 무선 주파수 신호와 발진 신호를 혼합하여 상기 제1 스위칭부의 출력 신호와 극성이 반대인 신호를 출력하는 제2 스위칭부, 그리고 상기 제2 스위칭부의 출력단과 상기 제1 스위칭부의 출력단 사이에 연결되어 있는 커패시터를 포함한다.

상기 커패시터는 상기 제2 스위칭부의 출력 신호 중에서, 상기 제1 스위칭부의 출력 신호 중 소정 주파수 성분의 신호와 극성이 반대인 신호를 차단하기 위한 커패시턴스를 가질 수 있다.

상기 제1 스위칭부와 상기 제2 스위칭부는 동일한 구조를 가지며, 상기 발진 신호에 응답하여 상기 제1 스위칭부의 출력 신호와 반대 극성의 신호를 출력할 수 있다.

상기 제1 스위칭부는 발란스 스위칭 구조로 연결된 복수의 트랜지스터를 포함하며, 상기 복수의 트랜지스터의 주 단자에 각각 차동 형태의 상기 무선 주파수 신호 중 대응하는 극성의 신호가 입력되고, 상기 복수의 트랜지스터의 제어 단자에 각각 차동 형태의 상기 발진 신호 중 대응하는 극성의 신호가 입력될 수 있다.

상기 제2 스위칭부는 상기 발진 신호의 극성을 상기 제1 스위칭부와 반대로 입력받는다.

상기 무선 주파수 신호를 소정의 값으로 증폭한 차동 전류를 출력하는 입력부를 더 포함하고, 상기 입력부의 차동 전류가 상기 제1 스위칭부 및 제2 스위칭부에 입력될 수 있다.

상기 제1 스위칭부의 출력단의 신호를 저역 통과시키는 필터부를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 한 실시예에 따른 무선 주파수 신호를 하향 주파수로 변환하는 주파수 혼합기로서, 제1 무선 주파수 신호를 입력받는 제1 주 단자, 제1 발진 신호를 입력받는 제어 단자 및 상기 주파수 혼합기의 제1 출력 단자에 연결되어 있는 제2 주 단자를 가지는 제1 트랜지스터, 상기 제1 무선 주파수 신호를 입력받는 제1 주 단자, 상기 제1 발진 신호와 반대 위상의 제2 발진 신호를 입력받는 제어 단자 및 상기 주파수 혼합기의 제2 출력 단자에 연결되어 있는 제2 주 단자를 가지는 제2 트랜지스터, 상기 제1 무선 주파수 신호와 반대 극성의 제2 무선 주파수 신호를 입력받는 제1 주 단자, 상기 제2 발진 신호를 입력받는 제어 단자 및 상기 주파수 혼합기의 제1 출력 단자에 연결되어 있는 제2 주 단자를 가지는 제3 트랜지스터, 상기 제2 무선 주파수 신호를 입력받는 제1 주 단자, 상기 제1 발진 신호를 입력받는 제어 단자 및 상기 주파수 혼합기의 제1 출력 단자에 연결되어 있는 제2 주 단자를 가지는 제4 트랜지스터, 상기 제1 무선 주파수 신호를 입력받는 제1 주 단자 및 상기 제2 발진 신호를 입력받는 제어 단자를 가지는 제5 트랜지스터, 상기 제1 무선 주파수 신호를 입력받는 제1 주 단자 및 상기 제1 발진 신호를 입력받는 제어 단자를 가지는 제6 트랜지스터, 상기 제2 무선 주파수 신호를 입력받는 제1 주 단자, 상기 제1 발진 신호를 입력받는 제어 단자 및 상기 제5 트랜지스터의 제 2 주 단자에 연결되어 있는 제2 주단자를 가지는 제7 트랜지스터, 상기 제2 무선 주파수 신호를 입력받는 제1 주 단자, 상기 제2 발진 신호를 입력받는 제어 단자 및 상기 제6 트랜지스터의 제 2 주 단자에 연결되어 있는 제2 주단자를 가지는 제8 트랜지스터, 상기 제1 출력 단자와 상기 제5 트랜지스터의 제2 주 단자 사이에 연결되어 있는 제1 캐패시터, 그리고 상기 제2 출력 단자와 상기 제6 트랜지스터의 제2 주 단자 사이에 연결되어 있는 제2 캐패시터를 포함한다.

상기 제1 출력 단자와 상기 제2 출력 단자에 각각 차동 입력 단자가 연결되어 있는 저역 통과 필터를 더 포함할 수 있다.

상기 주파수 혼합기는 입력 신호를 소정의 값으로 증폭한 차동 전류를 출력하는 입력부를 더 포함하며, 상기 차동 전류는 상기 제1 무선 주파수 신호와 상기 제2 무선 주파수 신호를 포함할 수 있다.

본 발명의 한 실시예에 따른 제1 및 제2 출력 단자를 가지는 제1 스위칭부, 제3 및 제4 출력 단자를 가지는 제2 스위칭부, 상기 제1 출력 단자와 상기 제3 출력 단자 사이에 연결되어 있는 제1 캐패시터, 그리고 상기 제2 출력 단자와 상기 제4 출력 단자 사이에 연결되어 있는 제2 캐패시터를 포함하는 주파수 혼합기의 구동 방법으로서, 양의 발진 신호에 응답하여서 상기 제1 및 제4 출력 단자를 통해 제1 무선 주파수 신호를 출력하고, 상기 제2 및 제3 출력 단자를 통해 상기 제1 무선 주파수 신호와 반대 극성의 제2 무선 주파수 신호를 출력하는 단계, 상기 제1 출력 단자를 통해 출력된 상기 제1 무선 주파수 신호와 상기 제1 커패시터를 통과한 상기 제2 무선 주파수 신호의 합에 해당하는 제1 출력 신호를 출력하고, 상기 제2 출력 단자를 통해 출력된 상기 제2 무선 주파수 신호와 상기 제2 커패시터를 통과한 상기 제1 무선 주파수 신호의 합에 해당하는 제2 출력 신호를 출력하는 단계, 음의 발진 신호에 응답하여서 상기 제2 및 제3 출력 단자를 통해 상기 제1 무선 주파수 신호를 출력하고, 상기 제1 및 제4 출력 단자를 통해 상기 제2 무선 주파수 신호를 출력하는 단계, 그리고 상기 제1 출력 단자를 통해 출력된 상기 제2 무선 주파수 신호와 상기 제1 커패시터를 통과한 상기 제1 무선 주파수 신호의 합에 해당하는 제1 출력 신호를 출력하고, 상기 제2 출력 단자를 통해 출력된 상기 제1 무선 주파수 신호와 상기 제2 커패시터를 통과한 상기 제2 무선 주파수 신호의 합에 해당하는 제2 출력 신호를 출력하는 단계를 포함한다.

상기 제1 및 제2 커패시터는 제3 및 제4 출력 단자를 통해 출력된 신호 중 소정 주파수 성분의 신호를 차단하기 위한 커패시턴스를 가질 수 있다.

상기 구동 방법은 차동 입력 신호를 입력 받는 단계, 그리고 상기 차동 입력 신호를 소정의 값으로 증폭하여 상기 제1 및 제2 무선 주파수 신호를 출력하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 구동 방법은 상기 제1 및 제2 출력 신호를 저역 통과시키는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면 주파수 혼합기에서 고조파를 제거함으로써 DTV 주파수 대역에서 선형성을 높힐 수 있다.

도 1은 수동 주파수 혼합기를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 혼합기를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 스위칭부를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 혼합기의 등가회로를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 혼합기와 일반적인 주파수 혼합기의 IIP3를 비교한 결과이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

이제 도면을 참고하여 본 발명의 한 실시예에 따른 수동 주파수 혼합기에 대하여 상세하게 설명한다.

도 1은 수동 주파수 혼합기를 나타내는 도면이다.

도 1을 참고하면, 수동 주파수 혼합기(100)는 입력부(110), 스위칭부(120) 그리고 필터부(130)를 포함한다.

입력부(110)는 전압 형태의 무선 주파수 신호(V _IN )를 일정한 값, 즉 입력부(110)의 트랜스컨덕턴스(transconductance, g _m ) 값으로 증폭한 전류(I _RF )를 스위칭부(120)로 전달한다. 이때 입력 신호(V _IN )와 출력 신호(I _RF )는 소정의 무선 주파수(Radio Frequency, RF)를 갖는다. 그리고 트랜스컨덕턴스(transconductance, g _m ) 값은 입력 전압(V _IN )에 대한 출력 전류(I _RF )의 비를 나타내는 값이다.

스위칭부(120)는 국부 발진기(Local Oscillator, LO)가 생성한 발진 신호의 극성에 따라 트랜지스터가 스위칭을 하는 것처럼 동작하고, 발진 주파수와 입력 신호(I _RF )의 주파수를 혼합한 신호(I _IF )를 출력한다.

필터부(130)는 저항(R _f )과 커패시터(C _f )로 이루어진 저역 통과 필터(Low Pass Filter)일 수 있으며, 스위칭부(120)의 출력 신호에 해당하는 전류(I _IF )를 입력받아 원하는 기저대역 신호(V _OUT )를 출력한다.

이와 같이, 주파수 혼합기(100)는 무선 주파수 신호(V _IN )를 입력부(110)에서 일정한 값으로 증폭된 전류로 변환하고, 스위칭부(120)에서 발진 주파수와 혼합한 후, 필터부(130)에서 기저대역 신호(V _OUT )를 출력하는 직접 변환(direct conversion)을 한다.

주파수 혼합기(100)의 변환 이득(conversion gain)은 수학식 1과 같이 1차 저역 통과 필터로 근사하여 나타낼 수 있다. 수학식 1에서 g _m 은 입력부(110)의 트랜스컨덕턴스 값이며, R _f 와 C _f 는 각각 필터부(130)의 피드백 저항과 커패시터의 크기이다. f _OUT 은 주파수 혼합기(100)의 출력 신호의 주파수이다.

다시 도 1을 참고하면, 스위칭부(120)는 국부 발진기의 발진 주파수와 입력 주파수를 혼합하여, 이들의 합 및 차에 해당하는 주파수를 생성한다. 그러나 회로에 사용되는 소자의 비선형(nonlinearlity) 특성에 의해 원하는 신호 이외에 원하지 않는 고조파(harmonics)와 혼변조 신호(intermodulation)가 생성될 수 있다. 이때 입력 신호의 주파수가 높은 경우, 원하지 않는 신호의 주파수는 필터부의 컷오프(cutoff) 주파수에서 멀리 떨어져 있어서 필터를 통해 제거가 가능하다. 그러나 입력 신호의 주파수가 낮은 경우, 원하지 않는 신호의 주파수는 필터부(130)의 컷오프 주파수의 근처에 존재하게 되어 필터만으로 충분히 제거하기가 어려울 수 있다. 따라서 광대역 주파수 범위(48 ~ 860MHz)를 갖는 DTV 수신단에서는, 특히 저주파 대역에서 고조파와 3차 혼변조 왜곡(3rd order Intermodulation Distortion, IMD3)으로 인해 주파수 혼합기의 성능이 저하될 수 있다.

다음 도 2와 도 3을 참고하여 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 혼합기에 대해 상세하게 설명한다.

도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 혼합기를 나타내는 도면이고, 도 3은 도 2의 스위칭부의 한 예를 나타내는 도면이다.

먼저 도 2를 참고하면, 주파수 혼합기(200)는 입력부(210), 스위칭부(220) 그리고 필터부(230)를 포함한다.

도 1에서 설명한 바와 같이, 입력부(210)는 입력 신호(V _IN )를 일정한 값, 즉 입력부의 트랜스컨덕턴스(transconductance, g _m ) 값으로 증폭한 전류(I _RF )를 스위칭부(220)로 전달하며, 예를 들면 트랜스컨덕턴스 증폭기로 구현될 수 있다. 그리고 필터부(230)는 저역 통과 필터이며, 스위칭부(220)의 출력 신호를 필터링하여 기저대역의 신호(V _OUT )를 출력한다.

스위칭부(220)는 병렬로 연결되어 있는 주 스위칭(main switching) 블록(221)과 보조 스위칭(auxiliary switching) 블록(222)을 포함한다. 주 스위칭 블록(221)은 국부 발진기(도시하지 않음)의 발진 주파수(LO)와 입력 신호(I _RF )의 주파수를 혼합하여 입력 신호(I _RF )를 하향 주파수 변환하고, 이 하향 주파수 변환된 신호를 필터부(230)로 전달한다. 보조 스위칭 블록(222)은 발진 주파수(LO)와 입력 신호(I _RF )의 주파수를 혼합하여서 주 스위칭 블록(221)의 출력 신호와 반대 극성(polarity)의 신호를 출력한다. 보조 스위칭 블록(222)은 주 스위칭 블록(221)의 출력 신호와 반대 극성의 신호를 출력하므로, 결과적으로 스위칭부(220)의 출력단에서 원하지 않는 주파수가 상쇄된다. 이때 원하는 출력 신호, 즉 기저대역 신호는 반대의 극성으로 인해 상쇄되지 않도록 보조 스위칭 블록(222)에 차단 커패시터(10, 11)를 연결할 수 있다. 따라서 주 스위칭 블록(221)의 고주파 신호는 보조 스위칭 블록(222)의 신호와 상쇄되고, 주 스위칭 블록(221)의 기저대역 신호만이 출력된다.

도 3을 참고하면, 주 스위칭 블록(221)은 발란스 스위칭(balanced switching) 구조로 연결되어 있는 복수의 트랜지스터를 포함한다. 예를 들면, 주 스위칭 블록(221)은 더블 발란스 스위칭(double balanced switching) 구조로 연결되어 있는 두 트랜지스터 쌍(M11, M12, M13, M14)을 포함한다. 두 트랜지스터 쌍(M11, M12, M13, M14)은 각각 차동 쌍(differential pair)의 구조로 연결되어 있다. 두 차동 쌍(M11, M12, M13, M14)에 차동 신호가 입력되고, 한 차동 쌍 내의 두 트랜지스터(M11/M14, M12/M13)의 제어 단자에 각각 차동 발진 신호가 입력되며, 각 차동 쌍(M11/M13, M12/M14)의 출력 단자는 차동 출력 단자(OUTP, OUTN)에 연결되어 있다. 이와 같은 더블 발란스 스위칭 구조는 스위칭 블록(221)의 입력 신호, 출력 신호 그리고 발진 신호를 격리(isolation)하는 차동 쌍의 구조를 포함하므로 주파수 혼합기의 격리도(isolation)를 높여 원하지 않는 주파수로 인한 간섭을 줄일 수 있다.

구체적으로, 차동 쌍의 트랜지스터(M11)와 트랜지스터(M12)의 소스 전극은 연결되어 양의 신호가 입력되는 양의 입력 단자(INP)에 연결되어 있다. 다른 차동 쌍의 트랜지스터(M13)와 트랜지스터(M14)의 소스 전극은 연결되어 음의 신호가 입력되는 음의 입력 단자(INN)에 연결되어 있다. 트랜지스터(M11, M14)의 게이트 전극은 음의 발진 신호가 입력되는 음의 발진 신호 단자(LON)에 연결되어 구동되고, 트랜지스터(M12, M13)의 게이트 전극은 양의 발진 신호가 입력되는 양의 발진 신호 단자(LOP)에 연결되어 구동된다. 그리고 트랜지스터(M11, M13)의 드레인 전극은 양의 출력 단자(OUTP)에 연결되고, 트랜지스터(M12, M14)의 드레인 전극은 음의 출력 단자(OUTN)에 연결되어 있다.

보조 스위칭 블록(222)은 주 스위칭 블록(221)과 동일한 구조로 연결되어 있는 복수의 트랜지스터(M21-M24)를 포함하며, 트랜지스터(M21-M24)의 게이트 전극이 주 스위칭 블록(221)과 반대로 차동 발진 신호 단자(LOP, LON)에 연결되어 있다. 구체적으로, 차동 쌍인 트랜지스터(M21, M22)의 소스 전극은 양의 입력 단자(INP)에 연결되고, 다른 차동 쌍인 트랜지스터(M23, M24)의 소스 전극은 음의 입력 단자(INN)에 연결되어 있다. 트랜지스터(M21, M24)의 게이트 전극은 양의 발진 신호 단자(LOP)에 연결되고, 트랜지스터(M22, M23)의 게이트 전극은 음의 발진 신호 단자(LON)에 연결되어 주 스위칭 블록(221)과 다른 극성으로 연결된다.

보조 스위칭 블록(222)는 주 스위칭 블록(221)에서 출력하기를 원하는 신호를 상쇄하지 않기 위해 차단 커패시터(10,11)를 출력단에 연결한다. 트랜지스터(M21)의 드레인 전극과 트랜지스터(M23)의 드레인 전극이 연결된 접점에 커패시터(10)의 일단이 연결되고, 커패시터(10)의 다른 일단이 양의 출력 단자(OUTP)에 연결된다. 트랜지스터(M22)의 드레인 전극과 트랜지스터(M24)의 드레인 전극이 연결된 접점에 커패시터(11)의 일단이 연결되고, 커패시터(11)의 다른 일단이 음의 출력 단자(OUTN)에 연결된다.

이와는 달리, 스위칭 블록(221, 222)은 차동 쌍의 구조를 가지는 두 트랜지스터를 포함하는 싱글 발란스 스위칭(single balanced switching) 구조로 연결될 수 있다.

다음으로 스위칭부(220)의 동작에 대해서 설명한다.

양의 발진 신호와 음의 발진 신호는 동일한 주파수를 가지면서 서로 반대 위상을 가지는 클럭에 해당하므로, 양의 발진 신호가 고전압을 가지면 음의 발진 신호는 저전압을 가진다. 이 경우, 양의 발진 신호 단자(LOP)에 게이트가 연결되어 있는 트랜지스터(M12, M13, M21, M24)가 턴온된다. 그러면 트랜지스터(M12, M13, M21, M24)의 드레인 전극으로 신호가 출력된다. 양의 발진 신호가 저전압을 가지고, 음의 발진 신호가 고전압을 가지면, 음의 발진 신호 단자(LON)에 게이트가 연결되어 있는 트랜지스터(M11, M14, M22, M23)가 턴온된다. 그러면 트랜지스터(M11, M14, M22, M23)의 드레인 전극으로 신호가 출력된다.

그리고 트랜지스터(M21-M24)의 드레인 전극으로 출력되는 신호는 커패시터(10, 11)를 통과한 후 트랜지스터(M11-M14)의 드레인 전극으로 출력되는 신호와 더해진다.

이상 도 3에서는 트랜지스터(M11-M14, M21-M24)를 게이트, 드레인 및 소스를 각각 제어 단자와 두 개의 주(mian) 단자로 가지는 n-채널 채널 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor, FET)로 예시하였지만, 다른 채널 또는 다른 종류의 트랜지스터를 트랜지스터(M11-M14, M21-M24)로 사용할 수 있다.

도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 주파수 혼합기의 등가회로를 나타내는 도면이다.

도 4를 참고하면, 주파수 혼합기의 등가회로는 주 스위칭 블록(221)의 출력단에서 바라본 등가회로(310), 보조 스위칭 블록(222)의 출력단에서 바라본 등가회로(320), 차단 커패시터(C _b ), 그리고 필터부(230)의 등가회로(330)로 나타낼 수 있다. 이때 주 스위칭 블록(221)의 출력단에서 바라본 스위칭 블록(221)의 등가 저항과 보조 스위칭 블록(222)의 출력단에서 바라본 보조 스위칭 블록(222) 등가 저항을 저항의 크기를 R _O 라고 가정하고, 필터부(230)의 입력단에서 바라본 필터부(320)의 등가 저항은 매우 작다고 가정한다.

주 스위칭 블록(221)의 등가회로(310)는 전압 제어 전류원(voltage-controlled current source, I _IF )과 전류원(I _IF )에 병렬로 연결된 등가 저항(R _O )으로 모델링할 수 있다. 전류원(I _IF )은 수학식 2와 같이 입력부(210)의 트랜스컨덕턴스(g _m )와 입력 전압(V _IN )으로 근사하여 나타낼 수 있다.

보조 스위칭 블록(222)의 등가회로(320)는 등가회로(310)와 같이 전압 제어 전류원(I _IF )과 전류원(I _IF )에 병렬로 연결된 저항(R _O )으로 모델링할 수 있다. 그리고 등가회로(320)에 차단 커패시터(C _b )가 직렬로 연결된다.

차단 커패시터(C _b )는 등가회로(320)의 출력단과 등가회로(310)의 출력단 사이에 연결되어 있으며, 등가회로(310)의 출력단이 필터부(230) 등가회로(330)의 입력단에 연결되어 있다.

스위칭부(220)의 출력 전류(I _BB )는 스위칭 블록 (221, 222)의 출력 전류(I _MAIN , I _{AUX )} 를 이용하여 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다. 즉, 스위칭 블록(220)은 등가 저항(R ₀ )와 차단 커패시터(C _b )에 의해 고역 통과 필터로 동작한다. 그러므로 차단 커패시터(C _b )의 값을 조정함으로써 무선 주파수 신호 중 원하지 않는 고주파수 성분의 신호만 통과시키고, 이에 따라 스위칭 블록(220)의 출력 신호 중 원하지 않는 주파수 성분의 신호를 제거할 수 있다.

이를 근사하여 출력 전류(I _BB )를 나타내면 수학식 4와 같다.

여기에서 출력 전류(I _{MAIN )} 는 등가회로(310)의 출력 전류이며, 출력 전류( _IAUX )는 등가회로(320)에서 커패시터( _Cb )를 지나는 전류이다.

필터부(230)의 등가회로(330)는 전류 제어 전압원(current-controlled voltage source, V _BB )과 전압원에 병렬로 연결된 저항(R _x )으로 모델링할 수 있다. 전압원(V _BB )은 주파수 혼합기의 출력 전압(V _OUT )으로서, 필터부의 입력 전류(I _BB ), 피드백 저항(R _f ) 및 커패시터(C _f )로 수학식 5과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 2 내지 수학식 5를 이용하여 구한 주파수 혼합기(200)의 변환 이득은 수학식 6과 같다.

수학식 6과 수학식 1을 비교하면, 주파수 혼합기(200)는 2차 저역 통과 필터로 동작하므로 주파수 혼합기(100)에 비해 원하지 않는 고주파 성분과 3차 혼변조 왜곡(3rd order Intermodulation Distortion, IMD3) 성분을 더 제거할 수 있으므로, 결과적으로 주파수 혼합기의 성능 지표인 IIP3(Input 3 ^rd order Intercept Point)를 향상시킬 수 있다.

도 5는 일반적인 주파수 혼합기와 본 발명의 실시예에 따른 주파수 혼합기의 IIP3를 비교한 결과이다.

도 5를 참고하면, 일반적인 주파수 혼합기는 200MHz 이하에서 IIP3 값이 현저히 줄어드는 반면, 본 발명에 따른 주파수 혼합기는 저주파 대역에서도 고주파 대역과 비슷한 수준으로 IIP3 값이 일정하게 유지됨을 보이고 있다. 이러한 특성으로 보아 광대역의 DTV 수신단에 사용하면 저주파 대역에서도 성능 저하 없는 주파수 혼합기의 구현이 가능하다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.