技术领域
[0001] 本
发明属于无线通信技术领域，涉及一种适用于GFDM(广义频分复用，Generalized Frequency Division Multiplexing)系统的训练序列设计方法和装置，以及所设计的训练序列应用于IQ(同相
正交，In-phase and Quadrature-phase)
不平衡补偿及信道估计的方法和装置。
背景技术
[0002] 第五代(5G)移动通信越来越注重多场景的结合，如MTC(machine type communication)，触觉互联网和更加密集化的通信网络等，及要求更高的传输速率、更短的响应时间。然而，根据5G场景的需求，4G所依托的OFDM技术存在许多局限性，比如：要求
子载波之间严格的同步以保持正交性；采用方波作为基带
波形，导致严重的带外泄露等。因此，GFDM等新型多载波调制技术应运而生。GFDM是以OFDM技术为
基础，结合滤波多载波技术的一种新型波形。数据符号可以通过跨时域和频域的二维模
块结构传播，使用了可调整的脉冲成形
滤波器缓解带外泄露，具有较高的灵活性。
[0003] 无线通信通常需要载波调制，实际中
模拟器件的非理想性会使得模拟前端的同相与正交两路
信号在调制后或者解调前(或两者都有)发生
相位和幅度不匹配的情况，即IQ不平衡。IQ不平衡会产生镜像干扰，使系统性能下降，尤其在采用低成本的直接变频结构或载波
频率较高的系统，如毫米波系统。
[0004] 目前，基于OFDM的IQ不平衡补偿和信道估计研究已经较为成熟，相应的
算法也层出不穷，其中一些方法通过简单的处理就可以直接应用在GFDM模型(文献1：《Generalized Frequency Division Multiplexing for 5th Generation Cellular Networks》)。但是，这种结构会带来大量的乘法运算，不利于
硬件实现。文献2(I.Gaspar等于2013年公开的《Low Complexity GFDM Receiver Based on Sparse Frequency Domain Processing》)中提出了一种基于稀疏频域处理的低复杂GFDM结构，利用高效的FFT运算，使先前的矩阵运算的复杂度大大降低，更加适用于
硬件实现。然而，现有通信系统中的IQ不平衡补偿及信道估计所需要的训练序列无法简单地扩展到该GFDM系统中。因此，研究一种适用于基于稀疏频域处理的低复杂GFDM系统的IQ不平衡补偿和信道估计的训练序列设计方法，和相应的IQ不平衡补偿及信道估计方法是一项非常具有现实意义的工作。
发明内容
[0005] 发明目的：针对
现有技术中存在的问题，本发明提供一种适用于广义频分复用系统的训练序列设计方法和装置，以及所设计的训练序列应用于IQ不平衡补偿及信道估计的方法和装置。
[0006] 技术方案：用于广义频分复用系统的训练序列设计方法，包括：
[0007] 基于给定的一组滤波器滚降系数设计长度为Np＝MpKp
原型滤波器；其中，Mp为用于训练的GFDM时频资源块包含的子符号数，Kp为每个子符号包含的子载
波数；
[0008] 对原型滤波器进行降
采样得到长度为2Mp滤波器g及其频域响应G＝[G(0),G(1),…,G(2Mp-1)]T；
[0009] 计算比例系数β＝-G(1)/G(Mp+1)，并选择最小|β|对应的滤波器滚降系数为最佳滚降系数；
[0010] 计算最佳滚降系数对应的降采样滤波器频域响应的两个比例系数α＝-G(Mp-1)/G(2Mp-1)和β＝-G(1)/G(Mp+1)；
[0011] 根据α、β和初始列向量设计训练序列，第k个子载波上含有Mp个数据符号，组成的MpT×1维的列向量dk＝[dk(0),...,dk(Mp-1)]满足：
[0012]
[0013] 其中，d0为给定的初始列向量，mod(·)表示取模运算，(·)T表示转置操作。
[0014] 所述频域响应 其中， 表示2Mp点的DFT矩阵，
[0015] 根据上述训练序列设计方法生成的训练序列用于广义频分复用系统的IQ不平衡补偿及信道估计方法，包括：利用训练序列的频域信号估计信道，并基于估计的信道频域响应求解IQ不平衡参数；利用估计的IQ不平衡参数和信道分别对受IQ不平衡影响的GFDM数据信号进行IQ不平衡补偿和信道均衡；其中，信道频域响应估计方法为：
[0016] 首先利用接收到的已调制的训练序列的频域信号得到Kp个频点上相应的信道频域响应估计 然后将Kp个 进行线性插值估计GFDM训练块中所有频点上的信道频域响应
[0017] 其中，的取值与子载波k的关系为：
[0018]
[0019] 为rf的第 个元素，rf表示受接收机IQ不平衡影响的频域接收信号与其镜像信号之和； 为xf的第 个元素，xf表示GFDM调制后的训练序列的频域信号。
[0020] 根据如下公式估计IQ不平衡参数u和v：
[0021]
[0022] 其中， zf表示受接收机IQ不平衡影响的频域接收信号，(·)#表示镜像操作；u和v与同相、正交两路分支的幅度不匹配因子ε和相位不匹配因子φ相关：u＝(1+εe-jφ)/2，v＝(1-εejφ)/2。
[0023] 根据如下公式在时域上对GFDM数据块中受接收机IQ不平衡影响的数据信号z进行IQ不平衡补偿得到未受接收机IQ不平衡影响的时域接收信号y：
[0024]
[0025] 其中，(·)*表示复数共轭操作。
[0026] 用于广义频分复用系统的训练序列设计装置，包括：
[0027] 滚降系数选择模块，用于基于给定的一组滤波器滚降系数设计长度为Np＝MpKp原型滤波器，对原型滤波器进行降采样得到长度为2Mp滤波器及其频域响应G＝[G(0),G(1),…,G(2Mp-1)]T，计算比例系数β＝-G(1)/G(Mp+1)，并选择最小|β|对应的滤波器滚降系数为最佳滚降系数；
[0028] 比例系数计算模块，计算最佳滚降系数对应的降采样滤波器频域响应的两个比例系数α＝-G(Mp-1)/G(2Mp-1)和β＝-G(1)/G(Mp+1)；
[0029] 以及训练序列生成模块，用于根据α、β和初始列向量生成训练序列，其中第k个子载波上含有Mp个数据符号，组成的Mp×1维的列向量dk＝[dk(0),...,dk(Mp-1)]T满足：
[0030]
[0031] 广义频分复用系统的IQ不平衡补偿及信道估计装置，包括：
[0032] 信道估计模块，用于利用接收到的已调制的训练序列的频域信号进行信道频域响应估计，所述训练序列是由发送端根据
权利要求1所述的训练序列设计方法生成的训练序列；其中，信道频域响应估计方法为：
[0033] 首先利用接收到的已调制的训练序列的频域信号得到Kp个频点上相应的信道频域响应估计 然后将Kp个 进行线性插值估计GFDM训练块中所有频点上的信道频域响应
[0034] 其中，的取值与子载波k的关系为：
[0035]
[0036] 为rf的第 个元素，rf表示受接收机IQ不平衡影响的频域接收信号与其镜像信号之和； 为xf的第 个元素，xf表示GFDM调制后的训练序列的频域信号。
[0037] IQ不平衡参数估计模块，用于利用估计的信道频域响应求解IQ不平衡参数；
[0038] IQ不平衡补偿模块，用于利用估计的IQ不平衡参数在时域上对GFDM数据块中受接收机IQ不平衡影响的数据信号进行IQ不平衡补偿；
[0039] 以及信道均衡模块，用于IQ不平衡补偿后的GFDM数据信号进行信道均衡处理。
[0040] 有益效果：本发明主要针对基于稀疏频域处理的低复杂GFDM系统所设计，该系统具有更低的乘法运算量，更加适用于硬件实现。本发明的优点在于：在导频资源的开销被节省一半的情况下，本发明仍能够有效地恢复信号，改善受IQ不平衡影响的系统性能。
附图说明
[0041] 图1为GFDM时频资源块的结构图。
[0042] 图2为基于稀疏频域处理的低复杂GFDM系统的发送端
框图。
[0044] 图4为IQ不平衡补偿和信道估计流程图。
[0045] 图5为本发明IQ不平衡和信道估计算法MSE性能曲线图。
[0046] 图6为本发明IQ不平衡和信道估计算法BER(误比特率)性能曲线图。具体实施方式：
[0047] 下面结合附图和具体实施方式，进一步阐明本发明。
[0048] 对于如图1所示的给定用于训练的一个GFDM时频资源块(简称：GFDM训练块)，它包含Mp个子符号数，且每个子符号包含Kp个子载波。
[0049] 如图3所示，本发明
实施例公开的用于GFDM系统的训练序列设计方法，包括以下步骤：
[0050] 步骤1：给定一组滤波器滚降系数：γ1,γ2,…,γm，其中m是备选的滤波器滚降系数的个数，并设计相应的原型滤波器f1,f2,…,fm，原型滤波器的长度为Np＝MpKp，Kp和Mp为正整数且Mp≥3。
[0051] 步骤2：分别对每一个原型滤波器进行Kp/2倍降采样得到长度为2Mp的滤波器g1,g2,…,gm，即 fq和gq分别表示第q个滚降系数γq对应的原型滤波器和降采样后的滤波器，q＝1,2,...,m。然后，对滤波器gq进行DFT变换：
其中， 表示2Mp点的DFT矩阵，
[0052] 步骤3：最佳滚降系数的选择。受接收机IQ不平衡影响的频域接收信号与其镜像信号之和rf的表达式为：rf＝diag(λ)xf+diag(λ#)xf#+ng，其中，λ为信道的频域响应；xf为GFDM调制后的训练序列的频域信号；ng为噪声频域信号和其镜像信号之和。为了节省导频开销，我们要求向量xf中存在若干频点满足约束条件(简称：CC)： 和 为了获得更加精确的估计以及更多被估计信道的频点，我们令Mp×1维的列向量
中第二个或者最后一个频点满
足CC，同时要求 和 之间满足CC的频点
位置不同，即若 中第
二个(或最后一个)频点满足CC，则 中最后一个(或第二个)频点应该满足CC。根据上述设计思想，我们可以得到两个重要的比例系数α和β，且α＝-Gq(Mp-1)/Gq(2Mp-1)，βq＝-Gq(1)/Gq(Mp+1)。
[0053] 由于满足CC的 之间的幅值比与βq有关：βq越小，估计越精确。因此，根据βq＝-Gq(1)/Gq(Mp+1)，q＝1,2,...,m，先得到滚降系数γ1,γ2,…,γm对应的|β1|,|β2|,…,|βm|，然后选取最小|βq|对应的滤波器滚降系数为最佳值，并记为γ，以及相应的滤波器为g，其频域响应为G＝[G(0),G(1),…,G(2Mp-1)]T。
[0054] 步骤4：计算设计训练序列所需的两个比例系数α和β。利用滚降系数γ和相应的滤波器频域响应G，计算出相应的α和β，即α＝-G(Mp-1)/G(2Mp-1)，β＝-G(1)/G(Mp+1)。
[0055] 步骤5：由α、β和初始列向量设计相应的训练序列。给定初始列向量d0(如Chu序列)，dk(k＝1,...,Kp-1)满足：
[0056]
[0057] 其中，mod(·)表示取模运算；dk＝[dk(0),...,dk(Mp-1)]T表示第k个子载波上含有Mp个数据符号，是Mp×1维的列向量。
[0058] 如图4所示，本发明实施例公开的将上述设计的训练序列应用在GFDM系统中的IQ不平衡补偿和信道估计方法，包括以下步骤：
[0059] 步骤1：接收机利用已调制的训练序列的频域信号进行信道频域响应估计。
[0060] 在GFDM系统中，受IQ不平衡影响的接收信号的时域表达式为：
[0061] z＝uy+vy*
[0062] 其中：
[0063] z表示受接收机IQ不平衡影响的时域接收信号；
[0064] y表示未受接收机IQ不平衡影响的时域接收信号；
[0065] u和v与同相、正交两路分支的幅度不匹配因子ε和相位不匹配因子φ相关：u＝(1+εe-jφ)/2，v＝(1-εejφ)/2；
[0066] (·)*表示复数共轭操作。
[0067] 将上式进行傅里叶变换，得到其频域表达式为：
[0068]
[0069] 其中：
[0070] zf表示受接收机IQ不平衡影响的频域接收信号；
[0071] 表示信道的频域响应，是N×1维的列向量；
[0072] 表示信道的脉冲响应，Nch是信道的
抽头系数；
[0073] 表示n×1维的零向量，(·)T表示转置操作；
[0074] 表示训练序列的频域信号；
[0075] 表示2Mp×Mp维的重复矩阵； 是Mp×Mp维的单位阵；
[0076] Γ＝diag(G)表示以滤波器的频域响应系数为对
角线元素且非对角线元素均为0的矩阵；
[0077] 为置换矩阵；是循环矩阵，其第一列是Np×1维的列向量
其余的每一列是由前一列向下循环移位得到的，l＝kMp-Mp；
[0078] 0n表示n×n维的零矩阵；
[0079] vf＝u·nf+v·nf#，nf表示频域上的噪声；
[0080] (·)#表示镜像操作：即当 时， 当 时，
[0081] 利用u+v*＝1，进一步得到无IQ不平衡参数的频域表达式：
[0082]
[0083] 其中，ng＝nf+nf#。将步骤2中设计的训练序列dk代入 中得到相应的xf，且xf中存在频点 满足： 满足此条件的频点共有Kp个。这
样，这些频点上相应的信道频域响应可估计为： 其中 的取值与子载
波k(k＝0,1,...,Kp-1)有关，两者的关系具体可以表示为：
[0084]
[0085] 然后，将Kp个 进行线性插值估计GFDM训练块中所有频点上的信道频域响应[0086] 步骤2：利用已估计的信道频域响应 估计IQ不平衡参数u和v：
[0087]
[0088] 其中：
[0089] (·)H表示矩阵共轭转置操作；
[0090] 是Np×2维的矩阵；
[0091] 步骤3：利用已估计的IQ不平衡参数 和 在时域上对GFDM数据块中受接收机IQ不平衡影响的数据信号z进行IQ不平衡补偿：
[0092]
[0093] 由上述公式可以得到未受IQ不平衡影响的时域接收信号y的估计值，记为[0094] 步骤4：利用所估计的信道系数对已进行IQ不平衡补偿的GFDM数据信号 进行信道均衡处理。
[0095] 本发明实施例公开的用于广义频分复用系统的训练序列设计装置，包括滚降系数选择模块，比例系数计算模块和训练序列生成模块，其中滚降系数选择模块，用于基于给定的一组滤波器滚降系数设计原型滤波器，对原型滤波器进行降采样得到降采样后滤波器及其频域响应，计算比例系数β，并选择最小|β|对应的滤波器滚降系数为最佳滚降系数；比例系数计算模块，计算最佳滚降系数对应的降采样滤波器频域响应的两个比例系数α和β；训练序列生成模块，用于根据α、β和初始列向量生成训练序列。
[0096] 本发明实施例公开的广义频分复用系统的IQ不平衡补偿及信道估计装置，包括信道估计模块，IQ不平衡参数估计模块，IQ不平衡补偿模块和信道均衡模块。其中，信道估计模块，用于利用接收到的已调制的训练序列的频域信号进行信道频域响应估计；IQ不平衡参数估计模块，用于利用估计的信道频域响应求解IQ不平衡参数；IQ不平衡补偿模块，用于利用估计的IQ不平衡参数在时域上对GFDM数据块中受接收机IQ不平衡影响的数据信号进行IQ不平衡补偿；信道均衡模块，用于IQ不平衡补偿后的GFDM数据信号进行信道均衡处理。
[0097] 上述训练序列设计装置与IQ不平衡补偿及信道估计装置的具体实现细节与方法部分一致，此处不再赘述。
[0098] 下面结合具体仿真实例说明本发明方法和效果：假设承载数据信号的GFDM时频资源块(简称：GFDM数据块)含有的子符号数M＝9，每个子符号包含的子载波数K＝128，滚降系数γd＝0.1的RRC(根升余弦，root-raised cosine)滤波器被应用在GFDM数据块上。这里采用16QAM调制，它对IQ不平衡较为敏感。假设在接收机前端存在IQ不平衡，IQ幅度不匹配因子和相位不匹配因子分别为：ε＝1.3，φ＝10°。为了保持相同的带宽，承载训练序列的GFDM时频资源块(简称：GFDM训练块)含有子载波数Kp＝128，其子符号数Mp＝3。给定一组滤波器滚降系数{0.2,0.4,0.6,0.8,1}，得到相应的RRC滤波器系数，再对其进行64倍降采样得到gq，q＝1,...,5，gq的频域响应记为Gq。根据βq＝-Gq(1)/Gq(4)，得到不同滚降系数所对应的|βq|。选取最小|βq|所对应的滚降系数为最佳值，并记为γ，以及相应的滤波器频域响应记为G＝[G(0),G(1),…,G(5)]T。因此，GFDM训练块采用的RRC滤波器的滚降系数γ＝1。
[0099] 然后，将α＝-G(2)/G(5)，β＝-G(1)/G(4)和初始列向量d0代入下述公式，得到相应的训练序列dk(k＝1,2,...,127)：
[0100]
[0101] 在GFDM系统中，受接收机IQ不平衡影响的接收信号的时域表达式为：
[0102] z＝uy+vy* (2)
[0103] 将上式进行傅里叶变换，得到其频域表达式为：
[0104] zf＝u·diag(λ)·xf+v·diag(λ#)·xf#+vf (3)
[0105] 其中，u＝(1+εe-jφ)/2，v＝(1-εejφ)/2。利用u+v*＝1，可得无IQ不平衡参数的频域表达式：
[0106] 将公式(1)所设计的训练序列dk(k＝0,1,...127)代入 中得到训练序列的频域信号xf，
并且xf中存在频点 满足： 满足此条件的频点有128个，其中 的
取值与子载波k(k＝0,1,...,Kp-1)有关，两者的关系具体可以表示为：
[0107]
[0108] 然后，基于LS技术 ，这些频点上相应的信道频域响应可估计为：将128个 进行线性插值得到GFDM训练块中所有信道频域响应
再将其代入：
[0109]
[0110] 其中， zf表示受接收机IQ不平衡影响的频域接收信号。
[0111] 然后，利用已估计的IQ不平衡参数 和 在时域上对GFDM数据块中受IQ不平衡影响的数据信号z进行IQ不平衡补偿：
[0112]
[0113] 由上式可得未受IQ不平衡影响的时域接收信号y的估计值 然后，利用已估计的信道信息对 进行均衡处理，从而恢复发送端发送的已调信号，继而再进行GFDM解调获得发送信号。图5和图6分别仿真了IQ不平衡和信道估计的MSE性能曲线图，及GFDM数据块中数据信号的BER性能曲线图。仿真结果表明，在导频资源节省50％的前提下，该算法仍能有效地改善受损的系统性能。
[0114] 以上所述仅为本发明的实施例子而已，并不用于限制本发明。凡在本发明的原则之内，所作的等同替换，均应包含在本发明的保护范围之内。本发明未作详细阐述的内容属于本专业领域技术人员公知的已有技术。
