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信息再现装置和图像显示装置

阅读：520发布：2024-02-23

专利汇可以提供信息再现装置和图像显示装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明提供一种信息再现装置和图像显示装置，在异步型读取通道系统中，参照值插补型最大似然解码器 (ASML)采用例如7抽头的电路规模小的解码器。在上述最大似然解码器(ASML)的前级配置有非线性波形均衡器(SEQ)。上述非线性波形均衡器(SEQ)例如由4抽头的FIR 滤波器构成，对输入数字信号进行非线性波形均衡，使得仅对小振幅且高频的信号成分进行大幅度放大。该非线性波形均衡后的信号被输入上述参照值插补型最大似然解码器(ASML)中，进行最大似然解码。因此，即使在以较少抽头数且小电路规模构成上述参照值插补型最大似然解码器的情况下，也能进行纠错能力高的最大似然解码。，下面是信息再现装置和图像显示装置专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种信息再现装置，从接收信号抽取数据和该数据的记录定时，其特征在于，包括：
异步时钟生成器，生成并输出不一定与上述接收信号的数据记录定时同步的异步时钟，该异步时钟的频率被调整，使得基于异步时钟的接收信号的过采样率与上述接收信号的记录定时同步；
A/D转换器，在上述异步时钟生成器的异步时钟的定时将上述接收信号从模拟信号转换成数字信号；
非线性波形均衡器，其具有游程长度判断器，且在上述异步时钟的定时对来自上述A/D转换器的数字数据进行非线性波形均衡处理，使得仅对来自上述A/D转换器的数字数据中的由上述游程长度判断器判断后的特定游程长度的数据进行放大，其中，上述游程长度判断器接收由上述A/D转换器在异步时钟的定时进行了采样的数字数据，并判断该数字数据中包含的特定游程长度的数据；
定时检测器，根据上述A/D转换器的输出信号和由上述异步时钟生成器生成的异步时钟来生成伪同步时钟；以及
参照值插补型最大似然解码器，根据上述非线性波形均衡器的输出信号，在上述异步时钟的定时进行纠错，其后在上述定时检测器的伪同步时钟的定时生成解码数据。
2.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
上述非线性波形均衡器进行非线性波形均衡处理，使得仅对上述A/D转换器的输出信号中的特定游程长度的数据进行放大而使除此之外的游程长度数据通过。
3.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
上述非线性波形均衡器进行非线性波形均衡处理，以对包含在上述A/D转换器的输出信号中的多个特定游程长度的数据分别按不同的放大率进行放大。
4.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
上述定时检测器生成频率控制信号，使得基于上述异步时钟生成器的异步时钟的接收信号的过采样率与上述接收信号的记录定时同步，
上述异步时钟生成器接收上述定时检测器的上述频率控制信号来调整要生成的异步时钟的频率，
上述非线性波形均衡器根据上述调整后的异步时钟，使用上述定时检测器生成的伪同步时钟进行非线性波形均衡处理。
5.根据权利要求1或2所述的信息再现装置，其特征在于：
上述非线性波形均衡器将在上述异步时钟的定时输入的数字数据伪同步化处理成上述定时检测器的伪同步时钟的定时的数据，并对其进行非线性波形均衡处理，其后将该伪同步化处理后的数据转换成上述异步定时的数据来进行输出。
6.根据权利要求1或3所述的信息再现装置，其特征在于：
上述非线性波形均衡器在上述定时检测器的伪同步时钟的定时进行上述非线性波形均衡处理。
7.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
上述非线性波形均衡器进行使用了横向滤波器和LMS(最小均方)算法的非线性均衡处理。
8.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
还包括预先保存多组上述非线性波形均衡器的系数值的存储器，
从上述存储器向上述非线性波形均衡器提供与上述参照值插补型最大似然解码器的输出值对应的系数值的组。
9.根据权利要求1或7所述的信息再现装置，其特征在于：
还包括通过学习将上述非线性波形均衡器的系数值计算为最佳系数的系数运算器。
10.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
进行非线性波形均衡处理，使得在上述异步时钟生成器的异步时钟的定时，以不同的放大率分别对上述A/D转换器的输出信号中包含的多个特定游程长度的数据进行放大。
11.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
进行非线性波形均衡处理，使得在上述定时检测器的伪同步时钟的定时，以不同的放大率分别对上述A/D转换器的输出信号中包含的多个特定游程长度的数据进行放大。
12.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
上述定时检测器根据从光盘读出的TOC(Table of Contents)信息来生成频率控制信号，使得与该光盘相对应的特定频率的整数倍的频率成为异步时钟的频率，上述异步时钟生成器接收上述定时检测器的上述频率控制信号来调整要生成的异步时钟的频率。
13.根据权利要求1所述的信息再现装置，其特征在于：
上述定时检测器根据光盘的激光反射率信息来生成频率控制信号，使得与该光盘相对应的特定频率的整数倍的频率成为异步时钟的频率，
上述异步时钟生成器接收上述定时检测器的上述频率控制信号来调整要生成的异步时钟的频率。
14.一种图像显示装置，其特征在于，包括：
LSI，具有上述权利要求1～13中任意一项所述的信息再现装置和、根据在上述信息再现装置中得到的解码数据来得到声音数据和图像数据的信息处理电路；以及显示终端，接收来自上述LSI的声音数据和图像数据，使上述声音数据发声，并且显示上述图像数据。
15.根据权利要求14所述的图像显示装置，其特征在于：
上述信息再现装置从光盘、无线通信线路、或者有线通信线路来接收上述接收数据，其中，所述光盘包含DVD或蓝光，所述有线通信线路包含光纤、同轴电缆或供电线路。

说明书全文

信息再现装置和图像显示装置

技术领域

[0001] 本发明涉及进行最大似然解码(maximum likelihood decoding)的信息再现装置和具有该装置的图像显示装置。

背景技术

[0002] 一般而言，在存储装置或通信装置上搭载有信息再现装置，该信息再现装置中一般使用PRML读取通道技术，该PRML读取通道技术是从读出的信息信号中抽取出数据信息和定时信息的技术。该PRML读取通道技术以往是在半导体器件上利用模拟电路和数字电路的混装技术而构建成的，工作频率正在逐年高速化。

[0003] 作为这样的信息再现装置，例如在专利文献1中记载有如下的技术：在从自记录介质读出的模拟信号中抽取定时信息时，使用VCO(压控振荡器)进行频率相位控制，进而，该频率相位控制的信号使用了作为模拟电路的D/A转换器(DAC)的模拟输出信号。 [0004] 另外，例如在专利文献2中记载有如下的技术：在使用了异步时钟的信息再现装置中，将在模拟电路中进行的处理置换到数字电路，由此能应对小面积化和半导体工艺的精细化。

[0005] 专利文献1：日本特开2002-8315号公报

[0006] 专利文献2：日本特开平10-69727号公报

发明内容

[0007] 但是，在上述专利文献1的记载中，采用了基于模拟电路的控制系统，因此难以应对半导体工艺的精细化。因此，不能实现小面积化和除去偏差的主要因素成为课题。进而，还具有如下的缺点，即：由于使用VCO和DAC来进行逐渐牵引频率和相位的处理，因而受到初始频率误差的影响。例如，在需要CD1倍速(4.321MHz)～DVD16倍速(432MHz)～蓝光12倍速(792MHz)的宽带处理的产品中使用信息再现装置的情况下，当倍速急剧变化、或拾取激光位于最外周却急剧地移动到最内周的CAV再现时等、存在频率急剧变化的主要因素这样的情况时，存在不能取得通道时钟的同步、到定时恢复稳定工作为止需要花费时间的缺点。

[0008] 另一方面，在专利文献2记载的技术中，由于将在模拟电路中进行的处理置换到数字电路，因此不会产生专利文献1那样的缺点。但是，在定时恢复时，成为使用参照值插补器来插补用于最大似然解码的多个参照值的结构。为此，产生参照值的插补误差，由于该原因产生性能劣化，或者为了在使用异步时钟的读取通道系统中找出与现有的使用同步时钟的读取通道系统相同的性能，需要以多抽头数的元件构成加入自适应均衡处理的参照值插补型最大似然解码部，但采用这种结构时，存在电路规模变大的缺点。图17表示具有这种参照值插补型最大似然解码部的信息再现装置的抽头数和电路规模(状态数)的关系。该抽头数和电路规模(状态数)的关系说明如下。参照值插补型最大似然解码部的抽头n-1
数为n，则最大似然解码的状态数为2 个，分支(branch)的数为2n个。但根据从光盘读出的输入数据序列中具有最小反转间隔的限制(Run Lengthlimited，以下，称为RLL)的关n-1
系，由于具有不存在的序列，因此该状态数小于2 。作为一例，图18表示在RLL(2、10)的限制下抽头数＝5时的格子图，图19表示在RLL(2、10)的限制下抽头数＝7时的格子图。
由图17可知，对于最大似然解码装置，状态数(分解能)根据抽头数增大而增大，因此存储以上的状态数和分支数的运算结构的寄存器等的个数增大，状态数越增加，电路规模也越增大。因此，在使用了参照值插补型最大似然解码的信息再现装置中，具有为了进行精度高的最大似然解码而使电路规模增大的缺点。

[0009] 本发明的目的在于，在使用参照值插补型最大似然解码的信息再现装置中，抑制电路规模的增大，并且进行高精度的最大似然解码。

[0010] 为了实现上述目的，本发明在信息再现装置中，为了进行高精度的最大似然解码，采用了如下结构。即：仅将小振幅且频率较高的信号成分波形整形为大振幅，对波形整形为该大振幅后的包括高频信号成分的信号进行最大似然解码，则纠错功能变高，着眼于这一点，在参照值插补型最大似然解码的前级进行简单的非线性波形均衡。 [0011] 具体而言，本发明的信息再现装置，从接收信号抽取数据和该数据的记录定时，其特征在于，包括：异步时钟生成器，生成并输出不一定与上述接收信号的数据记录定时同步的异步时钟，该异步时钟的频率被调整，使得基于异步时钟的接收信号的过采样率与上述接收信号的记录定时同步；A/D转换器，在上述异步时钟生成器的异步时钟的定时将上述接收信号从模拟信号转换成数字信号；非线性波形等化器，其具有游程长度判断器，且在上述异步时钟的定时对来自上述A/D转换器的数字数据进行非线性波形等化处理，使得仅对来自上述A/D转换器的数字数据中的由上述游程长度判断器判断后的特定游程长度的数据进行放大，其中，上述游程长度判断器接收由上述A/D转换器在异步时钟的定时进行了采样的数字数据，并判断该数字数据中包含的特定游程长度的数据；定时检测器，根据上述A/D转换器的输出信号和由上述异步时钟生成器生成的异步时钟来生成伪同步时钟；以及参照值插补型最大似然解码器，根据上述非线性波形等化器的输出信号在上述异步时钟的定时进行纠错，其后在上述定时检测器的伪同步时钟的定时生成解码数据。 [0012] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：上述非线性波形等化器进行非线性波形等化处理，使得仅对上述A/D转换器的输出信号中的特定游程长度的数据进行放大而使除此之外的游程长度数据通过。

[0013] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：上述非线性波形等化器进行非线性波形等化处理，以对包含在上述A/D转换器的输出信号中的多个特定游程长度的数据分别按不同的放大率进行放大。

[0014] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：上述定时检测器生成频率控制信号，使得基于上述异步时钟生成器的异步时钟的接收信号的过采样率与上述接收信号的记录定时同步，上述异步时钟生成器接收上述定时检测器的上述频率控制信号来调整要生成的异步时钟的频率，上述非线性波形等化器根据上述调整后的异步时钟，使用上述定时检测器生成的伪同步时钟进行非线性波形等化处理。

[0015] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：上述非线性波形等化器将在上述异步时钟的定时输入的数字数据伪同步化处理成上述定时检测器的伪同步时钟的定时的数据，并进行非线性波形等化处理，其后将该伪同步化处理后的数据转换成上述异步定时的数据来进行输出。

[0016] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：上述非线性波形等化器在上述定时检测器的伪同步时钟的定时进行上述非线性波形等化处理。

[0017] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：上述非线性波形等化器进行使用了横向滤波器和LMS(最小均方：Least MeanSquare)算法的非线性等化处理。 [0018] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：还包括预先保存多组上述非线性波形等化器的系数值的存储器，上述非线性波形等化器被上述存储器提供与上述参照值插补型最大似然解码器的输出值对应的系数值的组。

[0019] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：还包括通过学习将上述非线性波形等化器的系数值计算为最佳系数的系数运算器。

[0020] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：进行非线性波形等化处理，使得在上述异步时钟生成器的异步时钟的定时，以不同的放大率分别对上述A/D转换器的输出信号中包含的多个特定游程长度的数据进行放大。

[0021] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：进行非线性波形等化处理，使得在上述异步时钟生成器的伪同步时钟的定时，以不同的放大率分别对上述A/D转换器的输出信号中包含的多个特定游程长度的数据进行放大。

[0022] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：上述定时检测器根据从光盘读出的TOC(Table of Contents)信息来生成频率控制信号，使得与该光盘对应的特定频率的整数倍的频率成为异步时钟的频率，上述异步时钟生成器接收上述定时检测器的上述频率控制信号来调整要生成的异步时钟的频率。

[0023] 本发明在上述的信息再现装置中，其特征在于：上述定时检测器根据光盘的激光反射率信息来生成频率控制信号，使得与该光盘对应的特定频率的整数倍的频率成为异步时钟的频率，上述异步时钟生成器接收上述定时检测器的上述频率控制信号来调整要生成的异步时钟的频率。

[0024] 本发明的图像显示装置，其特征在于，包括：LSI，具有上述信息再现装置和根据在上述信息再现装置中得到的解码数据来得到声音数据和图像数据的信息处理电路；以及显示终端，接收来自上述LSI的声音数据和图像数据，使上述声音数据发声，并且显示上述图像数据。

[0025] 本发明的上述的图像显示装置中，其特征在于：上述信息再现装置从包含DVD或蓝光的光盘、无线通信线路、或者包含光纤、同轴电缆或供电线路的有线通信线路，接收上述接收数据。

[0026] 由此，在本发明中，由于在参照值插补型最大似然解码的前级进行简单的非线性波形均衡，因此例如使用高性能且7抽头的电路规模较小的解码器而不是电路规模较大的13抽头来构成参照值插补型最大似然解码器，并且使用数抽头(例如4抽头)的FIR滤波器构成在该参照值插补型最大似然解码器的前级进行非线性等化处理的波形均衡器，从而纠错功能高且有效地进行最大似然解码的数据处理。因此，能抑制电路规模的增大，并且能极性高精度的最大似然解码。

[0027] 如上所述，采用本发明的信息再现装置，能在参照值插补型最大似然解码的前级进行简单的非线性波形均衡，因此具有使用电路规模较小的解码器作为参照值插补型最大似然解码器、并且进行纠错功能高的最大似然解码的效果。附图说明

[0028] 图1是表示本发明第一实施方式的信息再现装置的整体结构的图。 [0029] 图2是表示该信息再现装置中具有的非线性波形均衡器的内部结构的图。 [0030] 图3是表示该非线性波形均衡器中具有的第一FIR滤波器和第二FIR滤波器的内部结构的图。

[0031] 图4是表示该第一FIR滤波器的频率特性的图。

[0032] 图5是表示该第二FIR滤波器的频率特性的图。

[0033] 图6是表示本发明第二实施方式的信息再现装置中具有的非线性波形均衡器的内部结构的图。

[0034] 图7(a)是表示该非线性波形均衡器中具有的游程长度(runlength)判断器的结构图，图7(b)是表示3T-3T的信号波形的图。

[0035] 图8是表示本发明第三实施方式的信息再现装置的概略结构图。 [0036] 图9是表示本发明第四实施方式的信息再现装置的概略结构图。 [0037] 图10是表示本发明第五实施方式的信息再现装置的整体结构的图。 [0038] 图11是表示本发明第六实施方式的信息再现装置的整体结构的图。 [0039] 图12是表示本发明第七实施方式的信息再现装置的整体结构的图。 [0040] 图13是表示本发明第八实施方式的信息再现装置中具有的振荡频率控制器的内部结构的图。

[0041] 图14是表示本发明第九实施方式的信息再现装置中具有的振荡频率控制器的内部结构的图。

[0042] 图15的(a)是表示本发明第十实施方式的图像显示装置的图，图15的(b)是表示的其他的图像显示装置的图。

[0043] 图16是示出表示本发明效果的相对于聚焦偏移量的误码率特性的图。 [0044] 图17是表示参照值插补型最大似然解码器的抽头数和状态数的关系的图。 [0045] 图18是表示参照值插补型最大似然解码器的抽头数为5时的格子图。 [0046] 图19是表示参照值插补型最大似然解码器的抽头数为7时的格子图。 [0047] 标号说明

[0048] ALPS 模拟低通滤波器

[0049] ADC A/D转换器

[0050] DEQ 数字均衡器

[0051] BC 基线控制器

[0052] SEQ 均衡器(非线性波形均衡器)

[0053] ASML 参照值插补型最大似然解码器

[0054] TDL 定时检测器

[0055] VCO 压控振荡器(异步时钟生成器)

[0056] FDAC D/A转换器

[0057] FIR1 第一FIR滤波器

[0058] FIR2 第二FIR滤波器

[0059] TD 阈值判断器

[0060] DA 延迟调整器

[0061] RLD 游程长度判断器

[0062] CNT 计数器

[0063] ACUM 累加器

[0064] DIV 除法器

[0065] CMP 比较器

[0066] MEM 存储器

[0067] 60 LSI

[0068] 61 显示终端

具体实施方式

[0069] 以下，参照附图来说明本发明的实施方式。

[0070] (实施方式1)

[0071] 图1是表示本发明第一实施方式的信息再现装置的整体结构。

[0072] 在图1中，从DVD或蓝光等光盘读出的模拟信号由模拟低通滤波器ALPF接收并被除去高频噪声成分。除去后的模拟接收信号由A/D转换器ADC从模拟数据转换成数字数据。该数字数据以具有2n灰阶的位来表现。例如n＝7，则以128灰阶的数字数据来表现。 [0073] 上述A/D转换后的数字数据通过数字均衡器DEQ来放大特定频带的信号。基线控制器BC从由上述数字均衡器DEQ进行波形均衡后的再现数据中，检测出包含在再现RF信号中的DC偏置成分和低频变动成分，从源信号中减去这些成分，由此进行DC偏置校正。均衡器(非线性波形均衡器)SEQ进行上述DC偏置校正后的数据的非线性波形均衡处理。该非线性波形均衡处理的详细情况后述。

[0074] 另外，在图1中，压控振荡器(异步时钟生成器)VCO生成预定频率的异步时钟。该异步时钟的定时不一定与要进行信息再现的DVD或蓝光光盘等记录介质上所记录的数据的记录定时同步。

[0075] 进而，在图1中，定时检测器TDL使用上述基线控制器BC的输出，检测例如DVD中特有的数据格式即同步图案，对同步图案和接下来出现的同步图案的间隔进行计数，根据该计数值来计算出来自DVD等光盘的接收信号所包含的数据记录定时和由上述压控振荡器VCO生成的异步时钟的周期比率，根据该周期比率对上述异步时钟进行间隔剔除，生成与上述数据记录定时模拟同步的模拟同步时钟。另外，该定时检测器TDL生成以接收信号中包含的数据记录定时为基准时的异步采样时钟的相位信号θ，该相位信号θ被输出到后述的参照值插补型最大似然解码器ASML。而且，该定时检测器TDL输出控制上述压控振荡器VCO的频率控制信号FCTL，该频率控制信号FCTL在D/A转换器FDAC被转换成模拟值。根据转换后的模拟值，压控振荡器VCO变更异步时钟的振荡频率。该变换后的异步时钟被提供给上述A/D转换器ADC、数字均衡器DEQ、基线控制器BC、上述均衡器(非线性波形均衡器)SEQ和后述的参照值插补型最大似然解码器ASML。

[0076] 在上述均衡器(非线性波形均衡器)SEQ中被非线性波形均衡后的数据被输入到参照值插补型最大似然解码器ASML中。

[0077] 概括来说，上述参照值插补型最大似然解码器ASML是通过搜索与从上述基线控制器BC经由均衡器(非线性波形均衡器)SEQ输入的数字数据序列最接近的参照值序列，对最可靠的数据进行解码。该输入数字数据和预先存储的参照值都与接收信号中包含的数据记录定时异步，但通过使用由上述定时检测器TDL输出的模拟同步时钟，使解码数据模拟地同步。即，参照值插补型最大似然解码器ASML不仅进行最大似然解码，还同时进行从异步采样数据向同步数据的转换。

[0078] 上述参照值插补型最大似然解码器ASML未图示，由抽头数例如7个抽头的解码器构成，由参照值插补、参照值学习，最大似然解码这三个功能块构成。在参照值插补模块中，如下述那样插补参照值而生成。具体来说，取通道位的1个周期为2π，通道位和通道位的边界为相位0π即零相位，预先存储以该零相位为基准的多个基准参照值。参照值插补型最大似然解码器ASML的输入并不是完全同步采样的数据，而是异步采样数据，因此在求取最大似然解码的分支度量时不能直接使用这些零相位基准参照值，而需要生成与采样后的异步采样时钟的相位、即来自上述定时检测器TDL的异步采样时钟的相位信号θ相对应的参照值。该参照值的生成是根据与连续的两个数据序列对应的两个零相位基准参照值，以相位信号θ为参数，能够通过例如线性插补来求取。在本实施方式中，将零相位基准参照值作为基准参照值，但也可以取以相位为π时为基准的基准参照值(π相位基准参照值)，还可以取以除此之外的相位为基准的基准参照值。

[0079] 另外，在上述参照值插补型最大似然解码器ASML中，在参照值学习模块中，通过学习适应地校正各零相位基准参照值。该零相位基准参照值的学习通过预定的学习规则来校正零相位基准参照值，其中，该预定的学习规则是基于输入到参照值插补型最大似然解码器ASML的输入信号x和由上述参照值插补模块进行插补生成的参照值r的误差(x-r)、与来自上述定时检测器TDL的异步采样时钟的相位信号θ而预先确定的。进而，在上述参照值插补型最大似然解码器ASML的最大似然模块中，搜索与从上述基线控制器BC经由均衡器(非线性波形均衡器)SEQ输入的相位θ的、以异步采用时钟进行采样的数字数据序列最接近的相位θ的参照值序列，对最可靠的数据进行解码。

[0080] 接着，说明上述均衡器(非线性波形均衡器)SEQ的结构。

[0081] 图2表示均衡器(非线性波形均衡器)SEQ的内部结构。在图2的均衡器(非线性波形均衡器)SEQ中，FIR滤波器FIR1是对数据进行线性插补处理的部件，以异步时钟工作。该FIR滤波器FIR1是具有图4所示那样的频率特性的数字滤波器，该频率特性是相对于输入信号为大致平坦的特性。

[0082] 在图2中，在上述FIR滤波器FIR1中进行线性插补的数据由阈值判断器TD进行分类。该阈值判断器TD在数据值为特定阈值以下的情况下，将该数据发送至后级的FIR滤波器FIR2，来强调(放大)特定频带的信号。相反，在数据值为阈值以上的情况下，输出阈值其本身。

[0083] 在上述阈值判断器TD中，首先，监视几个采样数据，将本次数据的符号与其前一次的数据的符号相比较来进行判定。通过该比较判定，在为相同符号时输出相同的阈值，在为不同符号时，使用以下的式1来更新阈值，反复进行学习。

[0084] [式1]

[0085]

[0086] 在上述阈值判断器TD中，表示特定阈值的例子。例如，在光盘为蓝光光盘的情况下，以NRZI(Non Return to Zero Inverse：不归零倒置)方式记录1、0的数字数据时，在具有将1和1之间的0的连续个数限制为n个以上且小于m个的限制RLL(Run Length Limited)(n、m)＝RLL(1、7)的关系中，最短的游程长度的组合(例如、···11001100···)为2T-2T(T为通道时间)，因此将该特定游程长度2T的信号成分在后级的FIR滤波器FIR2中放大来强调，除此之外的信号通过后级的FIR滤波器FIR2而作为被阈值限制的值。另外，在DVD的情况下，最短的游程长度的组合成为特定游程长度3T的信号成分，因此将该特定游程长度3T的信号成分在后级的FIR滤波器FIR2中放大来强调，除此之外的信号通过后级的FIR滤波器FIR2而作为被阈值限制的值。延迟调整器DA调整数据的延迟。加法器20将上述FIR滤波器FIR2的输出和上述延迟调整器DA的输出相加，并将其加法运算的结果作为均衡器SEQ的输出信号。

[0087] 图3表示上述FIR滤波器FIR1的内部结构。该图所示的FIR滤波器FIR1由串联连接的3个延迟器D1～D3、4个乘法器30-33、和1个加法器34构成。第一乘法器30使最初级的延迟器D1的输入信号与系数值(抽头数)Cn0相乘，第二乘法器31使最初级的延迟器D1的输出信号与系数值Cn1相乘，第三乘法器32使第二级的延迟器D2的输出信号与系数值Cn2相乘，第四乘法器33使最终级的延迟器D3的输出信号与系数值Cn3相乘，加法器34对上述4个乘法器30～33的输出相加并算出总和，将该总和结果作为FIR滤波器FIR1的输出信号。在此，通过适当地变更上述系数值Cn0～Cn3的值，能变更对各频带进行放大的增益。该FIR1滤波器FIR1中，如图4的滤波特性所示那样，以将通道频率取为100的标准频率在频率为0、2以下的低频频带变更上述系数值 Cn0～Cn3的值，以使增益变为0。 [0088] 另一方面，在上述图2的均衡器(非线性波形均衡器)SEQ中，FIR滤波器FIR2的内部结构与FIR滤波器FIR1相同，用图3示出。图5表示在该FIR滤波器FIR2中，将上述
4个乘法器的系数Cn0～Cn3取为抽头系数-m、m、m、-m时，使该m的值变化为m＝1、m＝
1.5、m＝2这三种时的滤波器频率特性。

[0089] 在图5中，在例如蓝光光盘的情况下，游程长度2T信号是2T-2T(1100或0011)的4T成分为最短的图案列且该图案列具有最高的频率成分的信号，因此该4T成分的图案列即相对于标准频率成为如将(1/4)*Tch(Tch为通道频率)＝0.25的频率的图案列以最高的放大率进行放大那样的频率特性。另外，在DVD的情况下，游程长度3T信号是3T-3T(111000或000111)的6T成分最短的图案列且该图案列具有最高的频率成分的信号，因此该6T成分的图案列即相对于标准频率成为如将(1/6)*Tch＝0.16的频率的图案列以最高的放大率进行放大那样的频率特性。在图5中，相对于标准频率，在为0.25、0.16的任一种情况下，都能得到增益为5以上的高增益。

[0090] (实施方式2)

[0091] 图6表示本发明第二实施方式。

[0092] 在该图中，表示图1所示的均衡器(非线性波形均衡器)SEQ的其他的内部结构。 [0093] 图6所示的均衡器(非线性波形均衡器)SEQ包括：进行线性插补处理的数字滤波器(FIR滤波器FIR1)；接收游程长度判断信号并判断包含在该接收信号中的游程长度，根据该判断的游程长度的种类进行阈值处理的阈值处理器TD；以及根据该处理后的阈值仅进行其游程长度的放大的n个放大模块25a～25n。

[0094] 因此，在本实施方式中，例如在记录介质为蓝光光盘的情况下，存在具有2T～8T的游程长度的特有的数据序列，在为DVD的情况下，存在具有3T～11T的游程长度的特有的数据序列，因此，与10T、11T等相比，相当小的振幅且容易产生错误的小振幅的2T、3T等的游程长度的波形通过这些单独的放大模块25a、25b将振幅单独放大(强调)，与其他游程长度区别更鲜明。

[0095] 另外，各放大模块25a～25n虽未图示，但其构成为可通过控制信号选择ON/OFF(接通/断开)工作。因此，仅在对应的游程长度的数据来到时工作，与始终进行运算处理的情况相比，具有减小功耗的效果。

[0096] 图7(a)表示输出上述游程长度判断信号的游程长度判断器RLD的结构。 [0097] 该图所示的游程长度判断器RLD包括：对零交叉检测信号进行计数的计数器CNT、对基线控制器BC的输出值进行累加的累加器ACUM、除法器DIV和将该除法结果与期望值进行比较的比较器CMP。

[0098] 上述期望值意味着在理想的状态下通道同步时的振幅值。即，例如在游程长度3T信号的情况下，该3T信号的最大振幅值为期望值。由于存在与各游程长度对应的振幅，因此其最大振幅值被预先保存在存储器等中。

[0099] 即使在数据以零交叉检测信号间隔被n倍过采样的情况下，将其采样个数用其区间的零交叉检测信号的计数数相除，其除法运算的值成为与通道数据同步的系统的情况大致相同的期望值。例如，在图7(b)所示的通道同步采样波形(3T-3T)的情况下，零交叉间隔的计数值为2、累加值为3+3＝6，除法运算为6÷2＝3，与期望值相比，得知该游程长度为3。而在过采样率＝2.0倍的情况下，变成2.5+3+3.5+3+2.5＝14.5，14.5÷5＝2.9，得知该游程长度也为3T。因此，图7(a)的结构的游程长度判断器RLD成为使用计数值和累加值求取游程长度的电路结构。

[0100] (实施方式3)

[0101] 图8表示本发明第三实施方式的信息再现装置中的均衡器(非线性波形均衡器)SEQ的结构。

[0102] 图8是参照参照值插补型最大似然解码器ASML的结果来变更其前级的均衡器(非线性波形均衡器)SEQ的FIR滤波器FIR2的各系数值的结构。

[0103] 具体而言，在存储器MEM中预先保存有图3所示的FIR滤波器FIR2的系数Cn0～Cn3的多个组。这些系数的组预先与参照值插补型最大似然解码器ASML的输出值建立对应。然后，从上述存储器MEM中读出与参照值插补型最大似然解码器ASML的实际输出值相对应的恰当的系数的组，反映为FIR滤波器FIR2的系数的组。

[0104] (实施方式4)

[0105] 图9表示本发明第四实施方式的信息再现装置中的均衡器(非线性波形均衡器)SEQ的结构。

[0106] 图9包括以异步时钟工作的FIR滤波器FIR2和使用了LMS(LeastMean Square)算法的LMS装置LMS。上述LMS装置LMS具有系数运算器(未图示)，该系数运算器对输入到FIR滤波器FIR2的BC输出数据进行关于图3所示的FIR滤波器FIR2的系数Cn0～Cn3的适应性学习，向FIR滤波器FIR2反映最佳的抽头系数。

[0107] (实施方式5)

[0108] 图10表示本发明第五实施方式的信息再现装置的结构。

[0109] 在本实施方式中，在均衡器(非线性波形均衡器)SEQ中，接收以异步时钟进行了采样的数据，将该数据转换为以伪同步时钟进行了采样的数据后进行伪同步处理，其后以伪同步时钟进行非线性波形均衡处理。

[0110] 另外，在该均衡器(非线性波形均衡器)SEQ中，输出数据时，相反地，从以伪同步时钟进行了采样的数据转换成以异步时钟进行了采样的数据，然后进行输出。 [0111] (实施方式6)

[0112] 图11表示本发明第六实施方式的信息再现装置的结构。

[0113] 在本实施方式中，在数字均衡器DEQ和基线控制器BC之间配置有以异步时钟工作的均衡器(非线性波形均衡器)SEQ。其他结构与图1相同。

[0114] (实施方式7)

[0115] 图12表示本发明第七实施方式的信息再现装置的结构。

[0116] 在本实施方式中，示出图11的信息再现装置的变形例，在图11中，除了使均衡器(非线性波形均衡器)SEQ以异步时钟工作之外，还与图10同样地输入定时检测器TDL的伪同步时钟，在将以异步时钟进行了采样的数据转换为以伪同步时钟进行了采样的数据之后，以伪同步时钟进行非线性波形均衡处理，然后将该以伪同步时钟进行了采样的数据相反地转换成以异步时钟进行了采样的数据，并进行输出。

[0117] (实施方式8)

[0118] 图13表示本发明第八实施方式的信息再现装置的结构。

[0119] 在本实施方式中，针对在压控振荡器VCO中生成的异步时钟的频率控制，使用从光盘等记录介质中读出的TOC(Table ofContents：目录)进行控制，使得在压控振荡器VCO中生成的异步时钟的频率成为要信息再现的介质的基本倍速的振荡频率。 [0120] 具体而言，在图13中，在步骤S1读入来自光盘的TOC，其后在步骤S2、S4及S6中，分别判断要信息再现的记录介质是否为蓝光、DVD及CD，在为蓝光的情况下，在步骤3中将压控振荡器VCO生成的异步时钟控制为(66.0×n)MHz(n为1以上的整数)的特定振荡频率，在为DVD的情况下，在步骤S5中将压控振荡器VCO生成的异步时钟控制为(27.0×n)MHz的特定振荡频率，在为CD的情况下，在步骤S7中将压控振荡器VCO生成的异步时钟控制为(4.321×n)MHz的特定振荡频率。

[0121] (实施方式9)

[0122] 接着，说明本发明第九实施方式。

[0123] 图14表示上述图13所示的异步时钟的频率控制的变形例。在上述图13中，根据来自光盘的TOC(Table of Contents)进行控制，而在本实施方式中，检测对光盘等记录介质的激光的反射率，根据该反射率进行控制，使得在压控振荡器VCO中生成的异步时钟的频率成为要信息再现的介质的基本倍速的振荡频率。

[0124] 在本实施方式中，在图14的步骤S1中，仅检测对记录介质的激光的反射率这一点与图13不同，因此省略其他的说明。

[0125] (实施方式10)

[0126] 图15表示本发明第九实施方式，表示包括内置有本信息再现装置的LSI的图像显示装置。

[0127] 图15的图像显示装置具有包括信号处理电路(未图示)的LSI60和显示终端61，该信号处理电路是由以上说明的信息再现装置(在图15(a)和(b)中未图示)接收通过该图(a)所示的光盘或者该图(b)所示的无线等输入的信号、对来自该信息再现装置的解码信号进行数据抽取等而得到声音数据和图像数据。该显示终端61使从该LSI60输出的模拟值或数字值的声音数据发声，并且显示图像数据。

[0128] 图16表示使用了图3所示的4抽头结构的FIR滤波器FIR2在参照值插补型最大似然解码器ASML的前级进行了非线性波形均衡处理时的误码率bER。图16的横轴表示聚焦的偏移量，纵轴表示误码率bER。在图16中，示出了将系数m取为m＝1.0的情况和m取为m＝2.0的情况、以及未配置该4抽头结构的FIR滤波器FIR2的安装前(现有例)的情况这三种情况。由该图可知，在m＝1.0和m＝2.0的本发明的情况下，即使聚焦的偏移量增大，与现有例相比，也能降低错误数量，误码率bER得到了改善。

[0129] 另外，在以上的说明中，说明了将来自DVD、蓝光等记录介质的信号作为输入信号的情况的例子，但即使是将经过无线的通信路径或者光纤、同轴电缆、供电线路等有线通信路径提供的信号作为输入信号的情况下，无需赘言，也能够适用本发明。 [0130] 另外，本发明也可以采用在存储器中存储图1等所示的A/D转换器ADC的输出数据、用软件进行其后的一系列处理的结构。

[0131] 工业可利用性

[0132] 如上所述，本发明能使用抽头数较少的参照值插补型最大似然解码器，并且进行纠错功能高的最大似然解码，因此作为PRML引线通道技术的信息再现装置、具有该信息再现装置的存储装置、通信装置等是有用的。

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信息再现装置和图像显示装置

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