技术领域
[0001] 本
发明属于勘探地球物理技术领域，尤其涉及一种全频段
磁传感器。
背景技术
[0002] 感应式磁传感器(以下简称磁传感器)是基于法拉第
电磁感应定律，利用线圈
输出电压与穿过线圈磁通量变化量成正比的关系，通过感应线圈输出电压来间接测量
磁场的装置。
[0003] 采用电磁法勘探所测的频带非常宽，从周期为0.001Hz达到10kHz之间。由于线圈的品质因素通常较高，导致其带宽很难扩展，现有的技术几乎都用磁通
负反馈的方式来扩展测量带宽，图1是根据一示例性
实施例示出的感应式磁传感器磁通负反馈技术的
电路结构示意图，其中，B为被测外磁场；Cp为感应线圈寄生电容；Lp为感应线圈电感；Rp为感应线圈
电阻；Ls为反
馈线圈电感；Rs为反馈线圈电阻；Rfb为反馈电阻；M为反馈线圈与感应线圈之间的互感；Np和Ns分别是感应线圈和反馈线圈的
匝数；A为放大电路的放大倍数；Vout为放大电路的输出；e为感应线圈的感应电动势。
[0004] 根据图1的电路模型，可以获得磁传感器的转换函数为：
[0005]
[0006] 其中，μa是有效磁导率，S是磁路有效横截面积。
[0007] 然而，由于线圈的电阻很小，品质因数很高，即便用磁通负反馈的方案，其带宽的扩展也很有限，通常需要通过在输入端并联一个电容，降低线圈的谐振
频率，再通过磁通负反馈的方式来扩展频带。但即使通过在输入端并入电容，降低线圈谐振频率，通过磁通负反馈等技术来扩展测量频带，其频带扩展仍然无法扩展到低频，无法获得足够的放大倍数，导致低频的磁场测量仍然非常困难。另外，利用磁通负反馈的方案导致传感器的功率非常大，并不大适合野外长时间工作的要求，尤其是几十Hz以上的磁场远远大于1Hz一下的磁场，导致磁传感器即便消耗非常大的功率，也不容易获得1Hz以下的磁场信息。由于带宽无法延伸到1Hz以下，导致低频磁场
信号极低，而高频磁场信号很强，信号调理电路无法对低频信号进行有效放大，低频信号的
信噪比极低，无法真正获得可靠地高
质量低频磁场数据。
发明内容
[0008] 本发明的目的在于提供一种全频段磁传感器，旨在解决
现有技术中磁传感器的测量带宽难以延伸到0.001Hz的超低频的技术问题。
[0009] 本发明提供了一种全频段磁传感器，包括：
[0010] 感应线圈，用于根据穿过的磁通量产生感应电动势；
[0011] 电压测量模
块，与所述感应线圈电连接，用于测量所述感应线圈产生的感应电动势；
[0012] 积分器，与所述电压测量模块电连接，用于进行带宽扩展。
[0013] 优选的，所述电压测量模块包括
差分放大器，所述
差分放大器的正向输入端与反向输入端分别连接所述感应线圈的两个输出端。
[0014] 优选的，所述积分器包括第三
运算放大器、第一电阻、第三电容，所述第一电阻的一端与所述电压测量模块连接，所述第一电阻的另一端与所述第三运算放大器的反向输入端连接，所述第三运算放大器的正向输入端接地，所述第三运算放大器的反向输入端通过所述第三电容与所述第三运算放大器的输出端连接。
[0015] 优选的，所述第三运算放大器为低噪声性能的运算放大器。
[0016] 优选的，所述全频段磁传感器还包括阻抗变换电路，所述阻抗变换电路与所述感应线圈的输出端连接，用于提高所述感应线圈的回路电阻。
[0017] 优选的，所述阻抗变换电路包括第二电阻、第二电容、第四电容、第一运算放大器，所述感应线圈包括第一输出端和第二输出端，所述第一输出端通过所述第二电阻与所述第四电容
串联后与所述第二输出端连接，且所述第一输出端与所述第一运算放大器的正向输入端连接，所述第二输出端与地连接，所述第二电阻与所述第四电容之间的连接点通过所述第二电容与所述第一运算放大器的输出端连接，所述第一运算放大器的反向输入端与输出端连接；所述电压测量模块与所述第一输出端连接。
[0018] 优选的，所述电压测量模块中的差分放大器包括正向输入端和反向输入端，所述差分放大器的正向输入端与所述第一输出端连接，所述第二电阻与所述第四电容之间的连接点与所述反向输入端连接。
[0019] 优选的，所述第二电阻与所述积分器中的第一电阻相同，所述第四电容与所述积分器中的第三电容相同。
[0020] 本发明示出的全频段磁传感器通过电压测量模块检测感应线圈产生的感应电动势后，采用的积分器具有低频放大倍数大、高频放大倍数小的特点，从而实现测量带宽的扩展，使磁传感器的测量带宽延伸到0.001Hz的超低频，在无磁通负反馈的条件下实现全频段的测量。
附图说明
[0021] 图1是根据一示例性实施例示出的感应式磁传感器磁通负反馈技术的电路结构示意图；
[0022] 图2是本发明实施例一示出的全频段磁传感器的电路结构图；
[0023] 图3是图2中示出电路的等效测量电路图；
[0024] 图4是测量线圈有无带反馈磁通的转换关系示意图；
[0025] 图5是图2中示出电路的磁传感器转换关系示意图。
[0026] 图中的附图标记表示为：
[0027] 第一运算放大器A1、差分放大器A2、第三运算放大器A3、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2。
具体实施方式
[0028] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0029] 以下结合具体实施例对本发明的具体实现进行详细描述：
[0030] 实施例一：
[0031] 如附图2-3所示，本实施例提供的全频段磁传感器包括依次电连接的感应线圈、阻抗变换电路、电压测量模块、积分器。
[0032] 感应线圈用于根据穿过的磁通量产生感应电动势。
[0033] 阻抗变换电路与感应线圈的输出端连接，用于提高所述感应线圈的回路电阻，减小相应信号的品质因数Q值，使得在谐振频率点的幅度特性被压制，提高测量信号的信噪比。
[0034] 电压测量模块与阻抗变换电路电连接，用于测量所述感应线圈产生的感应电动势。
[0035] 积分器，与所述电压测量模块电连接，用于进行带宽扩展。
[0036] 具体的，阻抗变换电路包括第二电阻R2、第二电容C2、第四电容C4、第一运算放大器A1，所述感应线圈包括第一输出端和第二输出端，所述第一输出端通过所述第二电阻R2与所述第四电容C4串联后与所述第二输出端连接，且所述第一输出端与所述第一运算放大器A1的正向输入端连接，所述第二输出端与地连接，所述第二电阻R2与所述第四电容C4之间的连接点通过所述第二电容C2与所述第一运算放大器A1的输出端连接，所述第一运算放大器A1的反向输入端与输出端连接，所述第一运算放大器A1的正向输入端与所述感应线圈的其中一个输出端连接；所述电压测量模块与所述第一输出端连接。
[0037] 通过阻抗变换电路，实现小电
阻变换成大电阻等效的作用，而其放大倍数由第二电容C2与第四电容C4的比值决定，从而使感应线圈的品质因数大幅度下降，带宽大大地被扩展，在无磁通负反馈的条件下实现全频段的测量。
[0038] 需要说明的是，第一运算放大器A1应具有足够的带宽，从而实现接近理想的阻抗变换。
[0039] 具体的，电压测量模块包括差分放大器A2，通过电压测量模块，对感应线圈产生的感应电动势进行测量。
[0040] 可选的，当全频段磁传感器不包括阻抗变换电路时，所述差分放大器A2的正向输入端与反向输入端分别连接所述感应线圈的两个输出端；当全频段磁传感器包括阻抗变换电路时，所述差分放大器的正向输入端与所述第一输出端连接，所述第二电阻R2与所述第四电容C4之间的连接点与所述反向输入端连接。
[0041] 具体的，积分器包括第三运算放大器A3、第一电阻R1、第三电容C3，所述第一电阻R1的一端与所述电压测量模块连接，所述第一电阻的另一端与所述第三运算放大器的反向输入端连接，所述第三运算放大器的正向输入端接地，所述第三运算放大器的反向输入端通过所述第三电容与所述第三运算放大器的输出端连接。
[0042] 由于积分器具有低频放大倍数大、高频放大倍数小的特点，从而实现带宽扩展。
[0043] 需要说明的是，在选择第三电容C3时，C3不能无限制地增大，需要考虑第一运算放大器A1对其的充电时间，必须保证其充电速度足够快，保证不影响测量带宽。
[0044] 优选的，为获得低噪声、理想的积分值，积分器中的第一电阻R1和第三电容C3必须对应阻抗变换电路中第二电阻R2和第四电容C4的取值，即第二电阻R2与所述积分器中的第一电阻R1相同，所述第四电容C4与所述积分器中的第三电容C3相同。
[0045] 优选的，为提高本发明的性能，各运算放大器的1/f噪声应尽可能小，另外，还须考虑运算放大器的失调
电流和失调电压对第一运算放大器A1的影响，以及失调电压和失调电流对积分器的影响等，第三运算放大器A3为低噪声性能的运算放大器。
[0046] 由于磁传感器的带宽主要有其品质因数决定，当感应线圈的品质因数降低时，其测量带宽就增加。然而，要降低感应线圈的品质因数，就要增加感应线圈的回路电阻，而感应线圈的回路电阻增加，其热噪声也相应地增加，由于低频磁场信号极其微弱，所以感应线圈回路的电阻不能太大，图2中电阻R1、C1、C2通过经过第一运算放大器A1后，放大了感应线圈的回路电阻，实现利用小电阻，获得大电阻等效变换的作用，从而即在感应线圈回路电阻的热噪声很小的前提下，可以获得超低品质因数，把感应线圈的测量带宽实现真正向超低频与高频延伸的目的，而且是开环测量，所以传感器的功耗极低。下面推导图2所示磁传感器的测量原理，即磁转换关系。
[0047] 图3是图2的等效测量电路，如图3所示，图中Vm根据
叠加原理可得：
[0048]
[0049] 其中Z1＝R1，Z2＝1/jwC2，Z3＝1/jwC3。设G＝C2/C3，那么，可见Z1的压降为：
[0050]
[0051] 那么流过Z1的电流为：
[0052]
[0053] 那么等效输入阻抗为：
[0054]
[0055] 由于感应线圈不是理想的，存在漏感Lp、线阻Rp、分布电容Cp参数以及磁场感应的电动势e。
[0056] 那么Zi与Cp并联后的等效阻抗为：
[0057]
[0058] 通常Cp只有几百pF，R1选择1kΩ，取C3＞＞Cp，所以通常可以忽略分母中Cp的影响，于是等效阻抗可以写成：
[0059]
[0060] 也就是说，只要参数选择合适，线圈的寄生电容的影响可以忽略，而只有阻抗变换器对
输入信号起作用。所以第一运算放大器A1的正相输入端的信号为：
[0061]
[0062] 将公式(8)代入(3)后，如果A2＝1，可得R1两端的电压为：
[0063]
[0064] 于是第三运算放大器A3的输出电压为：
[0065]
[0066] 根据法拉第电磁感应定律有：
[0067] e＝-jωμaNpSAB (11)
[0068] 其中，μa是有效磁导率，S是磁路有效横截面积，Np为感应线圈匝数，B是磁感应强度。
[0069] 于是磁场转换系数为：
[0070]
[0071] 通过调整电容C2与C3的比值，就可以改变G值，从而获得不同的磁场转换关系。
[0072] 实施例二：
[0073] 实施例二为对本发明的一种磁传感器进行性能测试的实施例。
[0074] 实验室内有一个谐振频率达20kHz的磁传感器，可应用于可控源音频打的电磁(CSAMT)探测，其测量线圈的自感为0.3459H，寄生电容为170pF，测量线圈电阻为1934Ω，线圈等效面积为S＝112.903mm2，测量线圈的匝数为10000匝，反馈电阻Rf＝1kΩ，反馈线圈匝数为35匝，有效磁导率为705，放大倍数为1，则由公式(1)可知测量线圈有无带反馈磁通的转换关系如图4所示。
[0075] 可以看出，随着反馈电阻的减小，反馈深度增加，带宽扩展了，可是，伴随着功耗也快速增加，而且带宽扩展有限。很难实现全频段的测量。
[0076] 采用本发明技术如图2所示的方法后，如果令R1＝1000Ω，C3＝47nF，分别选择C2＝47nF，0.47uF，4.7uF，47uF，470uF，对应的G分别为1，10，100，1000，10000，对应的磁传感器转换关系如图5所示。这里只是为了说明本发明的特征，实际设计中要实现G＝10000是非常困难的，G越大，第一运算放大器A1的性能要求越高，噪声越敏感，运放驱
动能力要求越高，其输出电阻要求越低，对C2、C3的
稳定性与
精度要求越高。总之，只要可以确保第一运算放大器A1具有以上几点的要求，就可以获得测量带宽极宽的磁转换特性。
[0077] 另外，G越大，对应
相位变换越平滑，越容易获得超低频率的磁场。由于本发明是没有磁通负反馈的，所以不存在自激振荡问题，测量频带内的相位超过180℃，系统仍然可以稳定测量。
[0078] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何
修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
