技术领域
[0001] 本
发明涉及变换器整流控制技术领域，尤其涉及一种移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法及装置。
背景技术
[0002] 在使用移相全桥/推挽双向变换器拓扑时，当双向变换器工作于降压模式下时，高压侧全桥
开关工作于移相控制方式下，此时低压侧全波整流承受较大的
电流应
力，采用同步整流方式可以减小整流单元的功率损耗，传统同步整流方式通常采用全桥移相驱动
信号取或逻辑的方法进行驱动，并被广泛应用于全桥模拟控
制芯片中，但当变换器处于轻载状态下，过长的驱动时间也会带来额外的损耗。当双向变换器工作在降压模式下时，变换器工作于占空比大于50％的推挽工作方式下，为方便会采用体
二极管整流或根据
变压器端
电压进行整流控制，然而这种方式效率低下且会带来恶劣的EMI噪声与推挽开关较高的电压
应力。
发明内容
[0003] 鉴于上述的分析，本发明旨在提供一种移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法及装置，用以解决
现有技术中对全桥移相驱动信号取或逻辑的驱动方式造成的降压模式下轻载效率低的问题。
[0004] 本发明的目的主要是通过以下技术方案实现的：
[0005] 一方面，提供了一种移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法，所述双向变换器的原边
电路包括：超前臂上桥臂开关S1、超前臂下桥臂开关S3、滞后臂上桥臂开关S2、滞后臂下桥臂开关S4；所述双向变换器的副边电路包括：与副边绕组异名端相连的第一同步整流开关SR1、与副边绕组同名端相连的第二同步整流开关SR2；
[0006] 当所述双向变换器工作在降压模式时，接收所述开关S1-S4的驱动电平，[0007] 对所述开关S1与开关S4的驱动电平取与逻辑运算，生成所述开关SR1的驱动电平；
[0008] 对所述开关S2与开关S3的驱动电平取与逻辑运算，生成所述开关SR2的驱动电平。
[0009] 在上述方案的
基础上，本发明还做了如下改进：
[0010] 进一步，当所述双向变换器工作在升压模式时，接收所述开关SR1和开关SR2的驱动电平，
[0011] 若所述开关SR1的驱动电平为高电平、且所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平，将所述开关S1延时一定时间后导通；
[0012] 并在所述开关SR2的驱动电平由低电平变为高电平之后、所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平之前，关断所述开关S1。
[0013] 进一步，根据所述开关SR1的驱动电平的周期性，提前获取本周期中所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平的时间点。
[0014] 进一步，所述开关S1的延时时间在所述开关SR1的驱动电平周期的5％以内。
[0015] 进一步，当所述双向变换器工作在升压模式时，接收所述开关SR1和开关SR2的驱动电平，还包括：
[0016] 若所述开关SR2的驱动电平为高电平、且所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平，将所述开关S3延时一定时间后导通；
[0017] 并在所述开关SR1的驱动电平由低电平变为高电平之后、所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平之前，关断所述开关S3。
[0018] 进一步，根据所述开关SR2的驱动电平的周期性，提前获取本周期中所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平的时间点。
[0019] 进一步，所述开关S3的延时时间在所述开关SR2的驱动电平周期的5％以内。
[0020] 另一方面，提供了一种移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制装置，所述双向变换器的原边电路包括：超前臂上桥臂开关S1、超前臂下桥臂开关S3、滞后臂上桥臂开关S2、滞后臂下桥臂开关S4；所述双向变换器的副边电路包括：与副边绕组异名端相连的第一同步整流开关SR1、与副边绕组同名端相连的第二同步整流开关SR2；
[0021] 所述装置包括驱动信号接收模
块、驱动
信号处理模块、驱动控
制模块；当所述双向变换器工作在降压模式时，
[0022] 所述驱动信号接收模块，用于接收所述开关S1-S4的驱动电平；
[0023] 所述驱动信号处理模块，用于对所述驱动信号接收模块接收到的所述开关S1与开关S4的驱动电平取与逻辑运算，生成所述开关SR1的驱动电平；对所述开关S2与开关S3的驱动电平取与逻辑运算，生成所述开关SR2的驱动电平；
[0024] 驱动
控制模块，用于根据所述驱动信号处理模块生成的所述开关SR1的驱动电平，控制所述开关SR1的导通或关断；还用于将所述驱动信号处理模块生成的所述开关SR2的驱动电平，控制所述开关SR2的导通或关断。
[0025] 在上述方案的基础上，本发明还做了如下改进：
[0026] 进一步，当所述双向变换器工作在升压模式时，
[0027] 所述驱动信号接收模块，用于接收所述开关SR1、SR2的驱动电平；
[0028] 所述驱动信号处理模块，用于若所述开关SR1的驱动电平为高电平、且所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平，将所述开关S1的导通驱动信号，延时一定时间，并将延时相应时间后的开关S1的导通驱动信号发送至所述驱动控制模块；由所述驱动控制模块控制所述开关S1导通；并在所述开关SR2的驱动电平由低电平变为高电平之后、所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平之前，得到所述开关S1的关断驱动信号，并将所述开关S1的关断驱动信号发送至所述驱动控制模块，由所述驱动控制模块控制关断所述开关S1；所述驱动信号处理模块还用于，若所述开关SR2的驱动电平为高电平、且所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平，将所述开关S3的导通驱动信号，延时一定时间，并将延时相应时间后的开关S3的导通驱动信号发送至所述驱动控制模块；由所述驱动控制模块控制所述开关S3导通；并在所述开关SR1的驱动电平由低电平变为高电平之后、所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平之前，得到所述开关S3的关断驱动信号，并将所述开关S3的关断驱动信号发送至所述驱动控制模块，由所述驱动控制模块控制关断所述开关S3。
[0029] 进一步，根据所述开关SR1的驱动电平的周期性，提前获取本周期中所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平的时间点；所述开关S1的延时时间在所述开关SR1的驱动电平周期的5％以内；
[0030] 根据所述开关SR2的驱动电平的周期性，提前获取本周期中所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平的时间点；所述开关S3的延时时间在所述开关SR2的驱动电平周期的5％以内。
[0031] 本发明有益效果如下：
[0032] 本发明公开了一种移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法，对现有的同步整流控制方法进行了改进。当双向变换器工作于降压模式时，采用与逻辑运算代替传统的或逻辑运算，使得当变换器处于轻载状态时，开关SR1、SR2的驱动时间明显减少，降低了驱动损耗，提高了控制效率。当双向变换器工作于升压模式时，通过开关SR1、开关SR2的配合，使得开关S1、S3能够实现
软开关零电压导通，并能够为电感续流引起的电流环流提供低阻的续流时间。有效提高了双向变换器的控制效率，降低了系统噪声。
[0033] 本发明还提供了一种移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制装置，与上述方法基于相同的原理实现，其相关之处可相互借鉴，且能达到相同的技术效果。
[0034] 本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的
说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书、
权利要求书以及
附图中所特别指出的内容中来实现和获得。
附图说明
[0035] 附图仅用于示出具体
实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
[0036] 图1为移相全桥/推挽双向变换器的电路拓扑结构图；
[0037] 图2a)为降压模式下、移相全桥侧采用或逻辑产生同步整流驱动信号的方法示意图；
[0038] 图2b)为降压模式下、本发明中的移相全桥侧采用与逻辑产生同步整流驱动信号的方法示意图；
[0039] 图3a)为升压模式下、传统的移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法示意图；
[0040] 图3b)为升压模式下、本发明中的移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法示意图；
[0041] 图4为移相全桥/推挽双向变换器中移相全桥侧的另一种电路拓扑结构图；
[0042] 图5为移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制装置在降压模式下的结构示意图；
[0043] 图6为移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制装置在升压模式下的结构示意图。
具体实施方式
[0044] 下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本
申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。
[0045] 图1为典型的移相全桥/推挽双向变换器的电路拓扑结构图；如图1所示，双向变换器的原边电路包括：超前臂上桥臂开关S1、超前臂下桥臂开关S3、滞后臂上桥臂开关S2、滞后臂下桥臂开关S4、励磁电感LM，谐振电感Llk；其中，开关S1、S3
串联后与原边电源VH并联，开关S2、S4串联后也与电源VH并联；励磁电感LM与变压器原边线圈并联，开关S1与开关S3的公共点依次连接励磁电感LM、谐振电感Llk后，与所述开关S2与所述开关S4的公共点相连，开关S1与开关S3的公共点与变压器原边线圈同名端相连。双向变换器的副边电路包括：与副边绕组异名端相连的第一同步整流开关SR1、与副边绕组同名端相连的第二同步整流开关SR2，开关SR1中MOS管的源极与开关SR2中MOS管的源极、副边电源VL的负极相连。变压器副边绕组的中间抽头与输出滤波电感Lo的一端相连，输出滤波电感Lo的另一端与副边电源VL的正极相连；输出滤波电容Co与副边电源VL并联。需要说明的是，当该双向变压器工作于降压模式时，原边电路作为主开关、副边电路用于整流；当该双向变压器工作于升压模式时，副边电路作为主开关、原边电路用于整流。
[0046] 图2a)示出了降压模式下、移相全桥侧采用或逻辑产生同步整流驱动信号的方法示意图；图中横轴代表时间，纵轴代表驱动信号的电平。S1与S3为全桥电路一对桥臂的上下开关，S2与S4为全桥电路另一个桥臂的上下开关，全桥降压工作方式下，同一桥臂上下开关管互补开通，各占一个周期的50％，且中间留有死区，左右两个桥臂间有一定
相位延迟，因此成为移相工作方式。从图中可以看出，开关SR1的驱动电平由位于双向变换器原边侧的全桥开关S1与S4的驱动电平取或逻辑运算产生，SR2的驱动电平由位于高压侧全桥开关S2与S3的驱动电平取或逻辑运算产生。由于采用或逻辑得到的开关SR1、开关SR2的驱动信号中高电平的持续时间较长，这种同步整流控制适用于在负载电流较大的工况下。而当变换器处于轻载状态下，过长的驱动时间也会带来额外的损耗。
[0047] 本发明的一个具体实施例，公开了一种移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法，用于解决上述问题。图2b)为降压模式下、移相全桥侧采用与逻辑产生同步整流驱动信号的方法示意图；方法包括：接收所述开关S1-S4的驱动电平，对所述开关S1与开关S4的驱动电平取与逻辑运算，生成所述开关SR1的驱动电平；对所述开关S2与开关S3的驱动电平取与逻辑运算，生成所述开关SR2的驱动电平。
[0048] 与现有技术相比，本实施例中公开的移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法，当电源处于断续轻载状态时，由于电流在整
流管内续流时间变短，只有极短时间通过同步整流管内
体二极管进行整流(如图3b)中所示)，与传统的或逻辑运算相比，与逻辑运算明显降低了同步整流驱动的总开通时间，降低了驱动部分的损耗，极大的改善了变换器轻载下效率问题，在1kw样机下提升10％以上。
[0049] 图3a)为升压模式下、传统的移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法示意图；即开关S1、开关S4在只有开关SR1导通时开通，开关S2、开关S3在只有推挽开关SR2导通时开通。升压模式下，双向变换器工作于占空比大于50％的推挽方式下，当两个低压侧开关同时导通时，低压侧变压器被
短路，此时不向高压侧传递
能量，当低压侧只有一个开关导通时，变压器储能，副边表现为：电压在正、零、负之间交替变换，同步整流只在电压为正或负值时开通所对应需要的高压侧整流管；即，在只有一个副边开关导通时，变压器高压侧绕组根据电压正负开通对应所需要的开关管，此时由于电感的存在，全桥整流部分电流滞后于电压，会存在部分电感电流自然续流时间。这种方式下需要开关S1、开关S4(或开关S2、开关S3)同时导通，且无法实现零电压开通。因此，升压模式下存在效率低、噪声大的问题。
[0050] 为解决上述问题，本发明还给出了改进的升压模式下、移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法，示意图如图3b)所示；此时的同步整流控制方法包括：
[0051] 接收所述开关SR1和开关SR2的驱动电平，若所述开关SR1的驱动电平为高电平、且所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平，将所述开关S1延时一定时间后导通；优选地，所述开关S1的延时时间在所述开关SR1的驱动电平周期的5％以内；这样电流会先流经整流管的体二极管，这时再开通MOS管可以近似认为同步整流管是零电压开通的，能够实现软开关零电压导通，避免了在开关器件损耗中占据主要成分的开通损耗。并在所述开关SR2的驱动电平由低电平变为高电平之后、所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平之前，关断所述开关S1。由于此时电路成感性，电流滞后于电压，因此为电感续流引起的电流环流提供低阻的续流时间。其中，可以根据所述开关SR1的驱动电平的周期性，提前获取本周期中所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平的时间点。上述升压模式下的控制方法，可以减小附加谐振电感对整流环节带来的恶劣影响，在漏感较小的情况下可以忽略电感的存在，且只需要一对半桥驱动信号即可完成同步整流。
[0052] 上述方法还包括：若所述开关SR2的驱动电平为高电平、且所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平，将所述开关S3延时一定时间后导通；所述开关S3的延时时间在所述开关SR2的驱动电平周期的5％以内。并在所述开关SR1的驱动电平由低电平变为高电平之后、所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平之前，关断所述开关S3。根据所述开关SR2的驱动电平的周期性，提前获取本周期中所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平的时间点。
[0053] 上述升压模式下、移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制方法同样适用于双向变换器中原边侧采用T-lag型电路的情况，电路结构如图4所示，即谐振电感Llk拆分为漏感Llkg与外加谐振电感La两部分，
钳位二极管Dc1
阴极与La，Llkg相连，
阳极与开关S3、开关S4源极相连。钳位二极管Dc2阳极与La，Llkg相连，阴极与开关S1、S2漏极相连。升压工作时，钳位二极管作为整流管，使变压器能量不通过附加谐振电感La，减少电感引起的开关管关断电压尖峰问题。1kw电源采用该方法的情况下，升压模式效率提升20％以上，降压模式轻载效率大大改善，电路噪声有效减小。
[0054] 在本发明的另一实施例中，还公开了一种移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制装置，该装置基于的双向变换器结构同上述方法。图5为移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制装置在降压模式下的结构示意图。所述装置包括驱动信号接收模块、驱动信号处理模块、驱动控制模块；
[0055] 当所述双向变换器工作在降压模式时，所述驱动信号接收模块，用于接收所述开关S1-S4的驱动电平；所述驱动信号处理模块，用于对所述驱动信号接收模块接收到的所述开关S1与开关S4的驱动电平取与逻辑运算，生成所述开关SR1的驱动电平；对所述开关S2与开关S3的驱动电平取与逻辑运算，生成所述开关SR2的驱动电平；驱动控制模块，用于根据所述驱动信号处理模块生成的所述开关SR1的驱动电平，控制所述开关SR1的导通或关断；还用于将所述驱动信号处理模块生成的所述开关SR2的驱动电平，控制所述开关SR2的导通或关断。
[0056] 图6为移相全桥/推挽双向变换器的同步整流控制装置在升压模式下的结构示意图。当所述双向变换器工作在升压模式时，所述驱动信号接收模块，用于接收所述开关SR1、SR2的驱动电平；所述驱动信号处理模块，用于若所述开关SR1的驱动电平为高电平、且所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平，将所述开关S1的导通驱动信号，延时一定时间，并将延时相应时间后的开关S1的导通驱动信号发送至所述驱动控制模块；由所述驱动控制模块控制所述开关S1导通；并在所述开关SR2的驱动电平由低电平变为高电平之后、所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平之前，得到所述开关S1的关断驱动信号，并将所述开关S1的关断驱动信号发送至所述驱动控制模块，由所述驱动控制模块控制关断所述开关S1；所述驱动信号处理模块还用于，若所述开关SR2的驱动电平为高电平、且所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平，将所述开关S3的导通驱动信号，延时一定时间，并将延时相应时间后的开关S3的导通驱动信号发送至所述驱动控制模块；由所述驱动控制模块控制所述开关S3导通；并在所述开关SR1的驱动电平由低电平变为高电平之后、所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平之前，得到所述开关S3的关断驱动信号，并将所述开关S3的关断驱动信号发送至所述驱动控制模块，由所述驱动控制模块控制关断所述开关S3。
[0057] 优选地，根据所述开关SR1的驱动电平的周期性，提前获取本周期中所述开关SR1的驱动电平由高电平变为低电平的时间点；所述开关S1的延时时间在所述开关SR1的驱动电平周期的5％以内；根据所述开关SR2的驱动电平的周期性，提前获取本周期中所述开关SR2的驱动电平由高电平变为低电平的时间点；所述开关S3的延时时间在所述开关SR2的驱动电平周期的5％以内。
[0058] 上述方法实施例和装置实施例，基于相同的原理，其相关之处可相互借鉴，且能达到相同的技术效果。
[0059] 本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过
计算机程序来指令相关的
硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。
[0060] 以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉
本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
