Die vorliegende Erfindung betrifft einen Sperrwandler- Schaltnetzteil zur Versorgung eines elektrischen Geräts, bei dem die Primärwicklung eines Transformators in Serie mit der den zu schaltenden Strom führenden Strecke eines Schalttransistors an die durch Gleichrichtung der über zwei externe Versorgungsanschlüsse zugeführten Netzwechselspannung erhaltene Gleichspannung gelegt und eine Sekundärwicklung des Transformators zur Stromversorgung des elektrischen Geräts vorgesehen ist, bei dem dabei die Steuerelektrode des Schalttransistors durch den Ausgang einer Regelschaltung gesteuert ist, die ihrerseits durch die gleichgerichtete Netzwechselspannung als Istwert und durch einen Sollwertgeber beaufschlagt ist.

Insbesondere handelt es sich dabei um einen solchen Schaltnetzteil, bei dem ferner eine Anlaufschaltung zur weiteren Steuerung der Steuerelektrode des Schalttransistors vorgesehen ist und bei der schließlich die Regelschaltung derart aufgebaut ist, daß ihre Stromversorgung mittels einer Sekundärwicklung des Transformators gegeben ist, die einerseits einen der Regelspannungserzeugung dienenden Schaltungsteil mit einem nachgeschalteten Regelverstärker und andererseits einen der Impulsaufbereitung dienenden Schaltungsteil enthält, wobei sowohl der Ausgang des Regelverstärkers als auch der Ausgang der Impulsaufbereitungsanlage an je einen Eingang eines die Steuerelektrode des Schalttransistors beaufschlagenden und den Ausgang der Regelschaltung bildenden Pulsdauer-Modulators geschaltet ist, während ein dritter Eingang des Pulsdauer-Modulators von einem Strom-Spannungswandler beaufschlagt ist.

Ein solcher Sperrwandlerschaltnetzteil entsprechend der soeben gebrachten Modifikation ist in der DE-OS 30 32 034 (= VPA 80 P 1135) beschrieben. Als weiterer Stand der Technik kann "Funkschau" (1975) H. 5, S. 40-43, und das Buch von Wüstehube u.a. mit dem Titel "Schaltnetzteile" (erschienen 1979 im expert-Verlag, VDE-Verlag (vgl. insbes. S. 87 ff) sowie Siemens "Schaltnetzteile mit der IS TDA 4600", S. 7 ff. genannt werden.

Bekanntlich hat ein solcher Schaltnetzteil die Aufgabe, ein elektrisches Gerät, z.B. einen Fernsehempfänger, mit stabilisierten und geregelten Betriebsspannungen zu versorgen. Der Kern eines solchen Schaltnetzteils ist deshalb durch eine Regelschaltung gegeben, deren Stellglied durch den eingangs genannten und insbesondere durch einen bipolaren Leistungstransistor realisierten Schalttransistor gegeben ist. Weiter ist eine hohe Arbeitsfrequenz und ein auf hohe Betriebsfrequenz ausgerichteter Transformator vorgesehen, da im allgemeinen eine weitgehende Absonderung des zu versorgenden elektrischen Geräts vom Versorgungsnetz erwünscht ist. Solche Schaltnetzteile können entweder nach dem synchronisierten Betrieb oder nach dem selbstschwingenden Betrieb ausgelegt sein. Letzteres gilt für einen Schaltnetzteil, mit dem sich die vorliegende Erfindung befaßt und wie er auch in der DE-OS 30 32 034 beschrieben ist.

Das zu einem solchen Schaltnetzteil gehörende Prinzipschaltbild ist in Figur 1 dargestellt, auf die zunächst eingegangen werden soll.

Ein npn-Leistungstransistor T dient als Stellglied für die Regelschaltung und ist mit seiner Emitter-Kollektorstrecke in Serie mit der Primärwicklung Wp eines Transformators Tr geschaltet. Dabei kann unter Bezugnahme auf die Fig. 1 der DE-OS 30 32 034 festgestellt werden, daß die für den Betrieb dieser Serienschaltung dienende Gleichspannung U_P mittels einer vom Wechselstromnetz betriebenen Gleichrichterschaltung, z.B. einer Grätz-Schaltung, erhalten wird. Im Falle der Verwendung eines npn-Transistors T liegt .dessen Emitter am Bezugspotential (Masse),der Kollektor an der Primärwicklung W_P des Transformators Tr und das andere Ende dieser Primärwicklung an dem von der genannten (aber in der Zeichnung nicht dargestellten) Gleichrichterschaltung gelieferten Versorgungspotential Up. Die Emitter-Kollektorstrecke des Schalttransistors T ist von einem Kondensator C über- brückt. Die in Fig. 1 dargestellte und an der Primärwicklung Wp liegende Kapazität C_w ist hingegen von parasitärer Natur. Der Schalttransistor T ist an seiner Basis durch den Ausgangsteil der Regelschaltung RS, d.h. im Falle der Ausgestaltung gemäß Fig. 1, durch einen Pulsdauer-Modulator PDM, gesteuert.

Eine Hilfswicklung W_H des Transformators Tr dient als Sensor für die Regelschaltung RS und liegt daher mit dem einen Ende an dem besagten Bezugspotential und mit dem anderen Ende am Eingang der Regelschaltung RS. Eine weitere Wicklung W _s bildet die eigentliche Sekundärseite des Transformators Tr. Sie dient zur Versorgung einer Gleichrichteranlage GL, deren Ausgang zur Versorgung des elektrischen Geräts R_L mittels einer Gleichspannung U_S vorgesehen ist.

Bei der in Fig. 1 dargestellten bevorzugten Ausgestaltung eines Sperrwandler-Schaltnetzteils enthält die Regelschaltung RS neben dem bereits genannten und als Pulsdauer-Modulator ausgebildeten Ausgangsteil PDM zwei durch die Hilfswicklung W_H gesteuerte. Eingangsteile, wobei der eine Eingangsteil RSE der Regelspannungserzeugung dient und über einen Regelverstärker RV ein Steuersignal U_A für den Ausgangsteil PDM abgibt. Der andere Eingangsteil IAB dient der Impulsaufbereitung und liefert ein Signal U_N an den Ausgangsteil PDM der Regelschaltung RS. Schließlich ist noch ein Strom-Spannungswandler SSW vorgesehen, der die Istwertsteuerung der Regelschaltung bildet und eine dem Primärstrom J_P proportionale Spannung U_Jp an den Pulsdauer-Modulator PDM abgibt.

Die zuletzt genannten Teile der Regelschaltung RS sind ebenfalls in der DE-OS 30 32 034 angegeben. Sie gehören zu der dort in Figur 3 dargestellten Regelschaltung. Die Regelspannungserzeugung RSE ist durch die dort aus 'Fig. 1 und Fig. 2 ersichtlichen Widerstände R5-und R4 gegeben. Die Impulsaufbereitung IAB besteht aus der in Fig. 3 der DE-OS ersichtlichen Nulldurchgangsidentifikation und der durch sie beaufschlagten Steuerlogik. Der Pulsdauer-Modulator PDM ist schließlich durch die in der DE-OS 30 32 034 angedeutete Triggerschaltung mit dem durch sie beaufschlagten Teil der Steuerlogik gegeben.

An einer weiteren Klemme der Regelschaltung RS liegt die Betriebsspannung U_B, die zur Versorgung der Regelschaltung RS dient und durch die einerseits das Bezugspotential (Masse) und andererseits das an der genannten Klemme liegende Versorgungspotential gegeben ist.

Das zu einer Schaltung gemäß der hier vorliegenden Fig. 1 gehörende Zeitdiagramm, also das zeitliche Verhalten der in der Regelschaltung RS auftretenden Signale U_H (= das von der Transformator-Hilfswicklung W_H zur Steuerung der Regelschaltung RS abgegebene Signal), U_N (= das von der Impulsaufbereitung IAB gelieferte Signal), I_p (= der von der mit dem Schalttransistor T in Serie liegenden Transformatorwicklung W_p gelieferte Strom) und U_Ip (= das vom Strom-Spannungswandler SSW gelieferte Istwertsignal) ist in Figur 2 dargestellt.

Ersichtlich liefert die von der Transformatorwicklung W_H gelieferte Spannung U_H mit dem Nulldurchgang (U_H = 0 V) die Information, daß die im Transformator Tr gespeicherte Energie abgeflossen ist und ein neuer Ladezyklus beginnen - d._h. der von dem Transistor T gegebene Schalter geschlossen werden- kann. Über die Impulsaufbereitungsstufe IAB wird diese Information dem Pulsdauer-Modulator PDM mitgeteilt. Es gilt dabei: U_N< 0 V→ Impusstart, U_N> 0 V→ → kein Impulsstart möglich.

Weiterhin gewinnt man aus der von der Hilfswicklung W_H des Transformators Tr gelieferten Hilfsspannung U_H mit Hilfe des Regelspannungserzeugers RSE eine zur Sekundärspannung U_s proportionale Regelspannung U_R. Im Regelverstärker RV wird die Regelspannung mit einer Referenz (= Sollwert) verglichen. Die Differenz zwischen der Regelspannung U_R und der Referenz (= Regelabweichung) wird vom Regelverstärker RV verstärkt und die von dessen Ausgang gelieferte Signalspannung U_A dem Pulsdauer-Modulator PDM mitgeteilt, der sie mit dem Signal U_Ip des StromSpannungswandlers SSW vergleicht und den durch den Transistor T gegebenen Schalter öffnet, sobald U_Ip ^> U_A gilt. Auf diese Weise wird der Spitzenwert I_pmax von Ip solange korrigiert, bis die Differenz zwischen U_R und der Referenzspannung verschwindet. Dies bedeutet, daß U_R und damit U_s konstant bleiben.

Tritt nun bei einem Sperrwandler-Schaltnetzteil der beschriebenen Art und allgemeiner der eingangs definierten ein Art Fehler in der Regelspannungserzeugung RSE oder in der Spannungsversorgung der Regelschaltung RS auf, so ist die Folge, daß die Spannung U_p unzulässig hohe Werte annimmt, was andererseits zu einer entsprechenden Überhöhung der Sekundärspannung U _s aund damit ggf. zu Zerstörungen in der vom Schaltnetzteil beaufschlagten elektronischen Schaltung R_L führen kann. Um hier eine Abhilfe zu schaffen ist in der Patentanmeldung P 33 36 422.2 (= VPA 83 P 1834) eine Ausgestaltung eines der bisher gebrachten Beschreibung entsprechenden Sperrwandler-Schaltnetzteils vorgeschlagen, bei der zusätzlich eine bei ordnungsgemäßem Betrieb der Regelschaltung RS inaktive Störschutzschaltung vorgesehen ist, die ihrerseits durch eine Sekundärwicklung des Transformators Tr, z.B. durch die Hilfswicklung W_H, beaufschlagt ist und die derart ausgestaltet ist, daß sie spontan mit dem Überschreiten eines vorgesehenen Grenzwerts durch den in dieser Sekundärwicklung entstehenden Strom den gemeinsam über den Schalttransistor T und die Primärwicklung W fließenden Strom ausschaltet. Dort ist auch eine günstige Ausgestaltung für eine solche Störschutzschaltung näher beschrieben.

Bei dieser Störschutzschaltung ist nun vorgesehen, daß die Aktivierung des Schalttransistors T durch den Ausgang der Regelschaltung RS aufgrund der Einwirkung der aktivierten Störschutzschaltung solange blockiert ist, bis der Einfluß des die Störschutzschaltung aktivierenden und z.B. durch Fehlfunktion in der Regelschaltung bedingten Störverhaltens sich wieder abgebaut hat oder auf eine sonstige Weise ausgeglichen worden ist. Dann tritt automatisch eine Aufhebung der Blockierung und damit die Aktivierung der Steuerung des Schalttransistors T durch die Regelschaltung RS wieder ein.

Bei einer solchen Lösung des genannten Problems besteht die Wirkung darin, daß einzelne Steuerimpulse für den Schalttransistor T unterdrückt werden. Dies führt.aber häufig dazu, daß die Verlustleistung, vor allem im Schalttransistor T, sehr groß werden kann. Es ist deshalb eine Lösung des oben beschriebenen Problems dahingehend erwünscht, daß die Verlustleistung im Sperrwandler-Schaltnetzteil erheblich abgesenkt wird. Mit dieser Aufgabe befaßt sich die vorliegende Erfindung.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist hierzu ein der eingangs gegebenen Definition entsprechender Schaltnetzteil derart ausgebildet, daß der den Schalttransistor T steuernde Ausgangsteil PDM der Regelschaltung RS zusätzlich durch einen in seinem aktiven Zustand periodische Impulse an den Ausgangsteil abgebenden Oszillator derart beeinflußt ist, daß durch jeden dieser Unterbrechungsimpulse eine Blockade der normalen Steuerung des Schalttransistors T durch die Regelschaltung RS erfolgt, daß dabei eine Aktivierung des Oszillators durch die einzelnen eine Gefährdung des Schaltnetzteils beim Abweichen von seinem Normalverhalten bedeutenden Betriebsparameter des Schaltnetzteils möglich ist, während beim Normalverhalten dieser Parameter eine Beeinflussung des Schalttransistors T durch den Oszillator unterbunden ist, und daß schließlich die vom Oszillator in dessen aktivem Zustand an den Ausgangsteil PDM der Regelschaltung RS abgegebenen Unterbrechungsimpulse sowie deren Frequenz derart auf das Zeitverhalten der Regelschaltung RS abgestimmt sind, daß nach jedem dieser Unterbrechungsimpulse eine Reaktivierung der Steuerung des Schalttransistors T durch die in normaler Weise weiter funktionierende Regelschaltung RS stattfindet.

Eine der Erfindung entsprechende Ausgestaltung des Sperrwandler-Schaltnetzteils verhindert, daß der aufgrund der Wirkung der - im Normalbetrieb der Regelschaltung, wie aus Fig. 2 ersichtlich, ebenfalls das Zeitverhalten eines Oszillators aufweisende Sperrwandler-Schaltnetzteil mit seiner hohen Frequenz, z.B. 30 kHz, weiterschwingt, sobald der gemäß der Erfindung zusätzlich vorgesehene und die Unterbrechungsimpulse abgebende Oszillator aktiviert ist. Stattdessen wird eben dieser mit einer merklich niedrigeren Frequenz schwingende Zusatzoszillator solange den Einfluß der an sich im normalen Betrieb weiterarbeitenden Regelschaltung modulieren, solange irgend eine der für die Aktivierung des zusätzlichen Oszillators - und zwar über einen gemeinsamen Fehlerindikator - vorgesehenen Fehlfunktionen wirksam ist, was durch den Fehlerindikator angezeigt wird. Diese Modulation bedingt, daß unmittelbar nach dem Abklingen jedes Unterbrechungsimpulses automatisch ein Normalanlauf des Schaltnetzteilbetriebs begonnen wird. Dieser Normalablauf wird jedoch bei Vorhandensein bzw. Nochvorhandensein einer Störung automatisch wieder unterbrochen bzw. völlig unterdrückt. Jedoch schwingt der zusätzliche Oszillator weiter und startet automatisch nach dem Abklingen des nächsten Unterbrechungsimpulses den nächsten Abfragezyklus, d.h. die erneute Reaktivierung der Regelschaltung RS.

Ein Blockschaltbild der gemäß der Erfindung ausgestalteten Schaltung für einen Sperrwandler-Schaltnetzteil ist in Fig. 3, eine bevorzugte Ausgestaltung für den gemäß der Erfindung vorgesehenen weiteren Oszillator und dessen Beaufschlagung durch Fehlerquellen ist in Fig. 4 und die hierdurch bedingte Ergänzung des Zeitdiagramms gemäß Fig. 2 in Fig. 5 dargestellt.

Wie aus Fig. 3 ersichtlich, ist die Schaltung gemäß Fig.1 für einen Sperrwandler-Schaltnetzteil durch einen die genannten Unterbrechungsimpulse liefernden Schaltungsteil FO ergänzt, der seinerseits durch einen auf die verschiedenen Fehlermöglichkeiten, die zu einer Gefährdung des Schaltnetzteils bzw. der von ihm versorgten Folgeschaltung R_L führen können, ansprechenden Schaltungsteil FI, nämlich den bereits genannten Fehlerindikator, zu aktivieren ist.

Eine zweckmäßige und günstige Ausgestaltung dieser beiden Schaltungsteile ist in Fig. 4 gezeigt. Bei dieser Ausgestaltung können im Prinzip.beliebig viele Fehlerfunktionen über den Indikator FI zur Aktivierung der Oszillatorschaltung FO wirksam eingesetzt werden, indem ein die betreffende Fehlerfunktion überwachender Sensor zur Steuerung des Fehlerindikators FI und damit zur Aktivierung des Oszillators FO verwendet wird. Man erkennt dabei, daß somit die die Oszillatorschaltung aktivierenden Fehlerfunktionen ohne Hysterese ausgeführt werden können, da der Oszillatorschaltungsteil FO im getriggerten Zustand wenigstens eine Periode lang schwingt.

Der Fehlerindikator FI kann die verschiedensten Schutzfunktionen umfassen, wie z.B. die Überschreitung eines vorgesehenen Maximalwerts bzw. die Unterschreiten eines vorgesehenen Minimalwerts für die Sekundärspannung U am Eingang der durch den Schaltnetzteil zu versorgenden elektronischen Anlage R_L oder für die Primärspannung oder für die Betriebsspannung U_B oder auch beim Auftreten von Übertemperaturen im Schaltkreis.

Am einfachsten geschieht dies, indem, wie aus Fig. 4 ersichtlich, der Fehlerindikator FI als ODER-Gatter ausgebildet ist, dessen einzelne Eingänge F1, F2,... von jeweils einem Komparator gesteuert werden; der seinerseits die von einem die zu dem betreffenden Eingang gehörende Fehlerquelle F1 bzw. F2 usw. jeweils überwachenden Sensor gelieferte Spannung mit einer festen Referenzspannung vergleicht und der beim Wechsel des Vorzeichens des Vergleichsergebnisses eine logische "1" an den ihm zugeordneten Eingang des ODER-Gatters FI abgibt. Die Folge einer solchen "1" ist eine logische "1" am Ausgang des ODER-Gatters FI, die dann diese an den Setzeingang S1 eines ersten statischen Flip-Flops FF1, insbesondere eines set-dominanten RS-Flip-Flops, weitergibt, dessen Informationsausgang Q1 unmittelbar zur Steuerung eines ihm zugeordneten Eingangs des - insbesondere als UND-Gatter ausgebildeten - Ausgangsteils PDM, also des Pulsdauer-Modulators, dient.

Der Reseteingang R1 des genannten ersten Flip-Flops FF1, das bereits zum eigentlichen Oszillator FO gehört, wird durch den Ausgang eines Komparators V1 gesteuert, der seinerseits bevorzugt als Operationsverstärker ausgebildet ist. Der Ausgang dieses Komparators V1 steuert außerdem den Reseteingang R2 eines zweiten statischen Flip-Flops FF2 (das vorzugsweise durch ein reset-dominantes RS-Flip-Flop gegeben ist) dessen Informationsausgang Q2 ebenfalls zur Steuerung eines ihm eigens zugeordneten weiteren Eingangs des Ausgangsteils PDM der Regelschaltung RS vorgesehen ist. Ein dem ersten Komparator V1 ähnlicher Komparator V2 liegt mit seinem Ausgang am Setzeingang S2 des zweiten Flip-Flops FF2, dessen Ausgang Q2 ebenfalls an einem ihm eigens zugeordneten Eingang von PDM liegt. Die Primärwicklung W_p des Transformators Tr bzw. das an ihrem dem Schalttransistor T abgewandten Ende liegende Versorgungspotential +Up der Primärseite des Transformators Tr ist über R_A an je einen Eingang der beiden Komparatoren V1 und V2 (im gezeichneten Beispielsfall ist dies der invertierende Eingang des betreffenden und als Operationsverstärker ausgebildeten Komparators V1 bzw. V2)gelegt.Der andere Eingang (im Beispielsfall der nichtinvertierende Eingang) der beiden Komparatoren V1 und V2 wird durch je ein Referenzpotential U_B1 bzw. U_B2 (bezogen auf Masse) beaufschlagt. Die genannte Verbindung R_A ist ein Widerstand.

Eine weitere Sekundärwicklung W_O des Transformators Tr des Schaltnetzteils liegt einerseits an Masse und anderseits an der Anode einer Diode D_B, deren Kathode einerseits über einen Kondensator C_B an Masse liegt und andererseits mit dem von der Primärwicklung W_p des Transformators Tr beaufschlagten Eingang der beiden Komparatoren V1 und V2 verbunden ist. Ein Widerstand R_A ist sowohl in der Verbindung zwischen den beiden Komparatoren V1, V2 zur Primärwicklung W als auch in der Verbindung zwischen der Kathode der Diode D_B zu der genannten Primärwicklung vorgesehen.

Bei dem soeben beschriebenen Ausführungsbeispiel für die Ausgestaltung des zusätzlich vorgesehenen Oszillators FO muß die Betriebsspannung U_B für diesen Oszillator FO (die auch die übrigen Komponenten der Regelschaltung RS versorgen kann) über den zuletzt genannten Vorwiderstand R_A aufgebaut und - wenn der Schaltnetzteil angeschwungen ist - mittels der Sekundärwicklung W_O und der Diode D_B gehalten werden. Der Kondensator C_B wirkt als Ladekondensator. Der Widerstand R_A dient somit als Anlaufwiderstand.

Der eigentliche Oszillator FO besteht aus den beiden Flip-Flopzellen FF1 (set-dominant) und FF2 (reset-dominant) . und den beiden Komparatoren V1 und V2. Er blockiert die Wirkung der Regelschaltung RS über deren Ausgangsteil PDM auf die Steuerelektrode des Schalttransistors T, indem er den durch das erste RS-Flip-Flop FF1,gegebenen Fehlerspeicher setzt (U_F = H (= high)) und startet den durch den im Normalbetrieb aktiven Teil des Sperrwandler-Schaltnetzteils gegebenen "Schwungrad-Oszillator" durch die positive Flanke des Signals U_st startet, das durch den Q-Ausgang der zweiten Flip-Flopzelle FF2 (also durch Q2) gegeben ist.

Der Fehlerindikator FI ist in dem gezeichneten Ausführungsbeispiel durch ein ODER-Gatter gegeben, dessen Eingänge die Fehlergrößen darstellen und dessen Ausgang zusammen mit dem Setzeingang S1 des ersten Flip-Flops FF1 den Fehlerspeicher FF1 setzt.Bei gesetztem Zustand des ersten Flip-Flops FF1 ist also stets wenigstens ein Betriebsfehler im Sperrwandler-Schaltnetzteil oder in dessen Spannungs versorgung anhängig.

In diesem Zustand sperrt die erste Flip-Flopzelle FF1 die Steuerung des Schalttransistors T durch die Regelschaltung RS. Der Schaltnetzteil wird in dem aus Fig. 5 ersichtlichen Zeitpunkt 1 abgeschaltet. Weil nunmehr über die Wicklung W_O keine Energie mehr über die pn-Diode DB zugeführt wird, nimmt auch die durch die beiden Komparatoren V1 und V2 zu überwachende Betriebsspannung U_B ab.

Ist nun hierdurch die Spannung U_B unter den Wert der am ersten Komparator V1 liegenden Referenzspannung U_B1 ^ge-sunken, so setzt der Komparator V1 das zweite Flip-Flop FF2 - und im Falle, daß der Setzeingang S1 des ersten Flip-Flops FF1 sich auf dem Pegel L (=Low) befindet - auch das erste Flip-Flop FF1 zurück. Dieses Verhalten ist in dem Zeitdiagramm in Fig. 5 durch den Zeitpunkt 2 dargestellt. Aufgrund dieser Rücksetzung wird die interne Versorgungsspannung U_I für die Stufen der Regelschaltung RS abgeschaltet, wodurch die Stromaufnahme der Regelschaltung RS (Strom aus U_B) soweit sinkt, daß die Spannung U_B durch den Strom~(U_P/R_A) wieder ansteigen kann (Up>> U_B).

Erreicht nun U, den Wert der Spannung U_B2 (also der Referenzspannung am zweiten Komparator V2, was durch den Zeitpunkt 3 im Diagramm gemäß Fig. 5 angezeigt ist), so wird der Schaltnetzteil wie bei ungestörtem Betrieb gestartet, was durch die positive Flanke der Ausgangsspannung U_st am Ausgang Q2 der Flip-Flopzelle FF2 bewirkt wird. Liegt dann immer noch eine Fehlermeldung am ODER-Gatter FI vor, so blockiert der Fehlerspeicher FF1 erneut den Ausgang PDM der Regelschaltung RS. Der Vorgang wiederholt sich dann bei Vorhandensein einer solchen Fehlermeldung laufend, so daß der Schalttransistor T dauernd gesperrt bleibt.

Wird hingegen der Fehler beseitigt und hierdurch ein fehlerfreier Zustand des Schaltnetzteils und damit eine Null-Fehler-Anzeige an den Eingängen des Fehlerindikators FI erreicht, so startet der Schaltnetzteil wieder im Normalbetrieb, was durch den Zeitpunkt 6 im Diagramm gemäß Fig. 5 angezeigt ist.

Tritt nun anstelle der das bisher beschriebene Verhalten der Schaltung gemäß Fig. 4 bewirkenden Betriebsstörungen auf der Primärseite des Transformators Tr ein Fehler auf der Sekundärseite auf (z.B. durch Kurzschluß in dem die zu versorgende Nachfolgeschaltung R_L enthaltenden Sekundärkreis) auf, so liegt es an der Ansprechzeit des Fehlerindikators FI, wie viele Schwingungen des Schaltnetzteils noch erfolgen, bis die Steuerung des Schalttransistors T durch die Regelschaltung RS endlich blockiert ist. Es empfiehlt sich deshalb, das Verhältnis der pro Zeiteinheit vom Oszillator FO gelieferten Unterbrechungsimpulse zur Anzahl der in der gleichen Zeitspanne im Schaltnetzteil aufgrund der Wirkung der Regelschaltung RS ausgelösten Schwingungen entsprechend klein einzustellen. Erfahrungsgemäß ist hierfür ausreichend, wenn die Frequenz des zusätzlichen Oszillators FO auf < 100 Hz eingestellt wird. Die Frequenz im Normalbetrieb des Schaltnetzteils aufgrund der Wirkung der Regelschaltung RS beträgt demgegenüber z.B. 30 KHz.

In Fig. 4a ist eine einfache Möglichkeit für die Beaufschlagung des Fehlerindikators FI für den Fall dargestellt, daß die zu überwachende Fehlerquelle durch eine Betriebsspannung bzw. einen Strom gegeben ist. Hierzu wird die von dieser Fehlerquelle gegebene Spannung in einem Komparator k mit einer festen Referenzspannung U_ref verglichen und das Vergleichsergebnis einem Eingang des Fehlerindikators FI zugeführt.

Handelt es sich um die Überwachung einer Betriebstemperatur an einer vorgesehenen Überwachungsstelle des Schaltnetzteils oder der von ihm versorgten Schaltung, so wird die an der Überwachungsstelle entstehende Temperatur auf einen temperaturabhängigen Widerstand Se zur Einwirkung gebracht. Der Temperatursensor Se bildet zusammen mit einem Festwiderstand r3 einen durch eine Referenzspannung U_ref beaufschlagten Spannungsteiler, dessen Teilerpunkt am einen Eingang eines Komparators k liegt. Der andere Eingang dieses Komparators k wird durch den Teilerpunkt eines zweiten Spannungsteilers gesteuert, der aus den beiden Festwiderständen r1 und r2 gebildet ist und der ebenfalls durch die genannte Referenzspannung U_ref beaufschlagt ist. Durch den Ausgang des Komparators k wird der der betreffenden Fehlerquelle zugeordnete Eingang des Fehlerindikators FI gesteuert, wie dies aus Fig. 4b ersichtlich ist.

Bei der Beschreibung der Wirkung der beiden im Oszillator FO vorgesehenen Flip-Flopzellen FF1 und FF2 ist oben dargelegt worden, daß aufgrund der Rücksetzung des ersten Flip-Flops FF1 (Zeitpunkt 2 im Diagramm gem. Fig. 5) die interne Versorgungsspannung U_I für die einzelnen Stufen der Regelschaltung RS abgeschaltet wird. Dies geschieht am einfachsten, indem durch den Ausgang Q2 der zweiten Flip-Flopzelle FF2 ( d.h. also durch die Spannung U_St) eine Schaltanlage Sch gesteuert wird, die den die Spannung U_I führenden Versorgungsanschluß mit den durch diese zu beaufschlagenden Stellen der Regelschaltung RS verbindet. Die Schaltanlage kann z.B. durch einen dem Transistor T entsprechenden Schalttransistor gegeben sein. Auf jeden Fall soll die Schaltanlage Sch derart ausgebildet sein, daß sie im Falle U_st = H (= high) die Spannung U_I für die Versorgung der Regelschaltung RS frei gibt und im Falle U_st = L (= low) die Versorgung der Regelschaltung RS sperrt.

Das Verhalten der beiden Flip-Flops FF1 und FF2 ist in der Zeichnung gemäß Fig. 4 mit aufgenommen.

Es empfiehlt sich, wenn der Wickelsinn der zur Beaufschlagung der beiden Komparatoren V1 und V2 im Oszillator FO vorgesehenen Sekundärwicklung W₀ gleich dem Wickelsinn der zur Beaufschlagung des elektronischen Geräts R_L vorgesehenen Sekundärwicklung W_s eingestellt ist, weil damit die Sekundärspannung U_S unmittelbar kontrolliert werden kann (Über- und Unterspannungskontrolle).