一种具有燃料电池内阻测量功能的DC/DC变换器及内阻测量
方法
技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力电子领域，更具体地说，是涉及了一种用于测
燃料电池内阻的DC/DC变换器及内阻测量方法。
背景技术
[0002] 燃料电池为电力生成装置，其将燃料
氧化所产生的
化学能直接转化为
电能。
[0003] 由于燃料电池的输出受燃料电池的内部条件影响，而内阻能综合反应燃料电池内部
温度、湿度及
健康状态，所以对各单片燃料电池内阻进行监测是保障燃料电池安全、高效运行的关键。燃料电池内阻具有明显的非线性和时变特性，一般难以精确测量，因而电池内阻监测就成了电池监测系统中的重要环节，尤其在线监测时电池端存在充电
电压纹波和负载变动时的变化，而电池的内阻都在毫欧的数量级，要从电池测出其内阻具有一定的难度。
[0004] 目前，国内外采用的燃料电池内阻测量方法主要是断流法和交流阻抗谱法。由于断流法会对燃料电池系统产生较大的扰动。而交流阻抗法是一种利用小幅度交流电压或
电流对燃料电池扰动，进行电化学测试，从而获得交流阻抗数据。对于一般的交流阻抗法来说，往往需要设计独立的激励源来产生扰动
波形加到燃料电池两端，而激励源的设计通常比较复杂。同时，该方法会导致相应的输出产生
波动。
[0005] 因此，如何改善
现有技术的
缺陷，是急需解决的问题。
发明内容
[0006] 本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供了一种用于测燃料电池内阻的DC/DC变换器及其控制方法，以解决现有技术中激励源设计复杂、激励源扰动对输出造成影响等问题。
[0007] 本发明是通过以下技术方案实现的：
[0008] 本发明提供一种具有燃料电池内阻测量功能的DC/DC变换器，所述DC/DC变换器包括主
电路，其特征在于，所述主电路包括用于控制燃料电池发电系统
输出电压的boost
升压电路和用于对燃料电池电堆输出功率进行扰动的扰动电路，所述扰动电路的拓扑包括电感L2、电容C2、
开关管Q2和开关管Q3，所述电感L2的一端、开关管Q2的漏极或者集
电极和开关管Q3的源极或者发射极互相连接，所述开关管Q2的源极或者发射极与boost升压电路的输入负端连接，所述开关管Q3的漏极或者集电极和电容C2的正极连接，所述电容C2的负极与boost升压电路的输入负端连接，所述电感L2的另外一端与boost升压电路的输入正端连接。
[0009] 进一步，所述boost升压电路的拓扑包括开关管Q1、电感L1、电容C1和
二极管D1，所述二极管D1的
阴极和电容C1的正极连接，作为所述boost升压电路的输出正极；所述开关管Q1的源极或者发射极与电容C1的负极连接，作为所述boost升压电路的输出负极或者输入负端；所述电感L1的一端、开关管Q1的漏极或者集电极、二极管D1的
阳极互相连接，所述电感L1的另一端作为boost变换器的输入正端，所述Boost升压电路的输入正端和负端分别接燃料电池的正极和负极。
[0010] 进一步，所述开关管Q1、开关管Q2和开关管Q3可以为3个带反并联二极管的MOSFET，也可以为3个带反并联二极管的IGBT。
[0011] 本发明还提供一种利用上述的变换器进行燃料电池内阻测量的方法，该方法包括以下步骤：
[0012] 步骤1、将boost升压电路的输入正端和负端分别接燃料电池的正极和负极；
[0013] 步骤2、将开关管Q2和开关管Q3以开关
频率ωc不断交替导通实现电感L2的不断充放电，
[0014] 实现所述DC/DC变换器的输入电流的变化；
[0015] 步骤3、利用电压电流
传感器测量燃料电池端口电压Vi和输出电流ii，并对测量的电压
[0016] 和电流信息进行傅里叶分析，提取ωc处的电压电流分量Vi(ωc)和ii(ωc)，利用电压分量除
[0017] 以电流分量计算出ωc处的燃料电池内阻值。
[0018] 进一步，该方法还包括：改变Q2和Q3开关频率ωc，然后重复步骤1-3，计算出不同燃料电池不同频率处的内阻。
[0019] 进一步，步骤3中所述傅里叶分析具体为：对电池端口电压和输出电流以
采样频率fs进行等间隔采样，且fs>2fc，fc为
信号频率，采样点数为N；然后通过A/D变换进行保持、量化，得到二者的
数字信号分别为Vi(nT)和ii(nT)，T为采样周期，n＝0,1,...,N-1,简记为Vi(n)和ii(n)，最后利用快速傅里叶变换对得到的数字信号进行处理，从而提取出在ωc处的电压电流分量Vi(ωc)和ii(ωc)，从而求得ωc处的内阻为：
[0020]
[0021] 本发明相比现有技术具有以下优点：
[0022] 通过在boost升压电路的输入端增加一个扰动电路来实现主动扰动，从而克服了过去基于扰动测燃料电池内阻的需要额外增加装置和
算法过于复杂的缺点。
附图说明
[0023] 图1为本发明提供的一种用于测燃料电池内阻的DC/DC变换器主电路拓扑结构示意图。
[0024] 图2为本发明
实施例提供的扰动电路部分的拓扑结构示意图。
[0025] 图3为本发明提供的用于测燃料电池内阻的DC/DC变换器在电感L2充放电时的一种电流流向示意图。
[0026] 图4为本发明提供的用于测燃料电池内阻的DC/DC变换器在电感L2充放电时的另一种电流流向示意图。
[0027] 图5为开关管Q2和开关管Q3对应的驱动波形示意图。
[0028] 图6为本发明提供的控制方案对应的控制
框图。
[0029] 图7为本发明阻抗分析算法框图；
[0030] 图8为本发明实施例提供的一种用于测燃料电池内阻的DC/DC变换器控制
流程图。
具体实施方式
[0031] 下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
[0032] 图1为本发明提供的一种用于测燃料电池内阻的DC/DC变换器主电路拓扑结构示意图，包括boost升压电路和扰动电路2部分。
[0033] 所述boost升压电路包括1个开关管、1个电感、1个电容和1个二极管,二极管D1的阴极和电容C1的正极连接，作为boost变换器的输出正极；开关管Q1的源极或者发射极与电容C1的负极连接，作为boost变换器的输出负极或者输入负端；电感L1的一端、开关管Q1的漏极或者集电极、二极管D的阳极互相连接，电感L1的一端作为boost变换器的输入正端。Boost电路的输入正端和负端分别接燃料电池的正极和负极。
[0034] 所述扰动电路包括2个开关管、1个电感和1个电容，电感L2的一端、开关管Q2的漏极或者集电极和开关管Q3的源极或者发射极互相连接，开关管Q2的源极或者发射极与boost变换器的输入负端连接，开关管Q3的漏极或者集电极和电容C2的正极连接，电容C2的负极与boost电路的输入负端连接，电感L2的另外一端与boost变换器的输入正端连接。
[0035] 其中，所述3个开关管Q1～Q3可以为3个带反并联二极管的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FET，金属氧化物
半导体场效应晶体管)，也可以为3个带反并联二极管的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，
绝缘栅双极晶体管)。以开关管Q1为例，当开关管Q1为MOSFET时，开关管Q1的电能输入端为MOSFET的漏极，开关管Q1的电能输出端为MOSFET的源极；当开关管Q1为IGBT时，开关管Q1的电能输入端为IGBT的集电极，开关Q1的电能输出端为IGBT的发射极。本实施例仅以开关管Q1～Q3统一采用MOSFET作为示例。
[0036] 本发明所所提供主动扰动方式是通过在boost变换器的输入端增加一个扰动电路来实现的，所述扰动电路的拓扑如图2所示，电感L2的一端和开关管Q2的电能输入端、开关管Q3的电能输出端连接在一起，开关管Q3的电能输出端和电容C2的正极连接在一起，开关管Q2的电能输出端和电容C2的负极接boost变换器的输入负端，电感L2的另一端接boost的变换器的输入正端。
[0037] 本实施例对开关管Q2和开关管Q3采用闭环控制，通过开关管Q2和开关管Q3的不断交替导通实现电感L2的不断充放电，从而使燃料电池内阻两端电压发生变化。设图3中电感L2中的电流流向为正方向，则图3反映了所述DC/DC变换器在电感L2正向充放电时各支路电流的流向，此时，所述DC/DC变换器的输入电流i为电感L1中的电流i1和电感L2中的电流i2之和。图4反映了所述DC/DC变换器在电感L2负向充放电时各支路电流的流向，此时，所述DC/DC变换器的输入电流i为电感L1中的电流i1和电感L2中的电流i2之差。图5是开关管Q2和开关管Q3对应的驱动波形示意图。
[0038] 根据电感L2电流瞬时值i2的不同，电感电流有3种工作模式，分别为：电感电流恒大于零；电感电流恒小于零；电感电流有正有负。在前两种工作模式下，开关管Q2和开关管Q3均是硬开关，并且由于
体二极管的反向恢复问题，引起较大的电流尖峰，容易损坏开关管。因此，在本实施例中选择第三种工作模式。在第三种工作模式下，一个开关周期内，有6个工作模态，下面将结合图2和图5进行详细说明：
[0039] (1)模态1阶段：在t0时刻之前，D2导通，电感电流反向减小；t0时刻,Q2零电压开通，电感电流继续反向线性减小，t1时刻，电感电流减小至零。
[0040] (2)模态2阶段：t1时刻，电感电流流过Q2，正向线性增大；t2时刻，Q2关断，D3自然导通续流，电感电流增至正向最大值。
[0041] (3)模态3阶段：t2时刻，电感电流流过D3，正向线性减小，直至t3时刻Q3开通。
[0042] (4)模态4阶段：t3时刻，Q3零电压开通，电感电流继续正向线性减小；t4时刻，电感电流减至零。
[0043] (5)模态5阶段：t4时刻，电感电流流过Q3，反向线性增大；t5时刻，Q3关断，D2自然导通续流，电感电流增至负向最大值。
[0044] (6)模态6阶段：t5时刻，电感电流流过D2，负向线性减小，直至t6时刻Q2再次开通，开始下一周期。
[0045] 所述的扰动方法，如图5所示，通过给Q2和Q3施加触发脉冲，对燃料电池端口电压施加扰动，在电感L2的整个充放电过程中，实现了燃料电池内阻两端电压的变化，即实现上文所说的主动扰动，同时，所加的扰动电路并没有额外消耗输入端的
能量。
[0046] 如图6所示，为了实现所述DC/DC变换器的高稳定输出，对开关管Q1采用反馈加前馈的复合控制策略，反馈项用来消除误差，而前馈项用来进行扰动补偿。本实施例采用的电压电流双环控制以电感电流为内环反馈变量、以电容电压为外环反馈变量，控制燃料电池变换器输出电压，保证燃料电池的正常工作。同时，因为所述DC/DC变换器的输入电流i不稳定，仅采用双闭环控制得到的抑制效果有限，所以在电流内环引入输入电流前馈，从而改善所述DC/DC变换器的抗扰动性能。
[0047] 如图6所示，所述的输出电压外环采用PID控制，利用参考电压Vref与反馈电压Vo之差作为PID调节的输入量，计算得到电流内环的参考值Iref。电流内环采用电流PID调节器，电流参考值Iref与反馈电流IL1之差作为电流内环的输入，通过PID调节器计算出电压调整量ΔV。
控制器输出环节采用Vref作为前馈量，电压调整量ΔV与前馈量Vref只和为PWM
调制器的参考电压VPWM，通过PWM调制器调整Q1触发脉冲的占空比，来实现对输出电压Vo的控制。所述控制方法与传统反馈控制相比，具有干扰抑制能力强、响应快等优点。
[0048] 如图7所示，所述的阻抗分析算法，利用DC/DC变换器工作时所测得的燃料电池端口电压Vi和输出电流ii，对燃料电池内阻进行计算。首先分别对测得的端口电压Vi和输出电流ii进行傅里叶变换，如图7所示。取得注入脉冲频率处的电压电流分量Vi(ωc)和ii(ωc)，利用表达式(1)计算出注入频率处的阻抗频率。通过改变Q2和Q3开关管的触发脉冲频率，重复上述测量步骤，可以得到燃料电池不同频率处的内阻：
[0049]
[0050] 其中，所述的傅里叶分析采用快速傅里叶变换。首先对电池端口电压和输出电流以
采样频率fs进行等间隔采样(fs>2fc，fc为信号频率)，采样点数为N。然后通过A/D变换进行保持、量化，得到二者的数字信号分别为Vi(nT)和ii(nT)(T为采样周期，n＝0,1,...,N-1),简记为Vi(n)和ii(n)，最后利用快速傅里叶变换对得到的数字信号进行处理，从而提取出在ωc处的电压电流分量Vi(ωc)和ii(ωc)。快速傅里叶变换实现步骤如下：
[0052]
[0053] 那么序列x(n)的离散傅里叶变换为:
[0054]
[0055] ωk＝2πk/N
[0056] 式中，X(k)是时间序列x(n)的频谱；WN称为蝶形因子，ωk为数字域频率。对于N点时域采样值，经过离散傅里叶变换计算，可以得到N个频谱条。由于离散傅里叶变换计算量过大，为此需要采用快速傅里叶变换。
[0057] 首先将序列x(n)按序号n的奇偶分成两组，即
[0058] x1(n)＝x(2n)
[0059] x2(n)＝x(2n+1),n＝0,1,...,N/2-1
[0060] 所以，x(n)的离散傅里叶变换可写为
[0061]
[0062] 由此可得
[0063]
[0064] 式中
[0065]
[0066]
[0067] X1(k)和X2(k)分别为x1(n)和x2(n)的N/2点的离散傅里叶变换。但上面的公式仅能得到X(k)的前N/2点的值，要用来表示X(k)的后半部分，还需运用蝶形因子的周期性和对称性，即
[0068]
[0069]
[0070] 因此，X(k)的后N/2个点可以表示为
[0071]
[0072] 由于ωc＝2πfc＜πfs，所以ωc的分量处于X(k)的前半部分，由此可得ωc处的电压电流分量Vi(ωc)和ii(ωc)分别为：
[0073]
[0074]
[0075] 从而求得ωc处的内阻为：
[0076]
[0077] 通过改变Q2和Q3开关管的触发脉冲频率，重复上述测量步骤，可以得到燃料电池不同频率处的内阻。
[0078] 本发明通过在boost变换器输入端增加一个扰动电路来实现主动扰动，从而克服了过去基于扰动测燃料电池内阻的装置和算法过于复杂的缺点。
