技术领域
[0001] 本
发明涉及应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器，属于电
力电子变换器领域。
背景技术
[0002] 随着光伏、
风力发电等
可再生能源的发展，能源的直流特性日趋显著，直流配网可以避免整流环节的能源损耗，考虑到交流系统固有的震荡问题，发展直流配
电网被电网公司提上议程，成为研究的焦点。
[0003] 其中的一个关键技术环节是某些直流电源存在
输出电压过低，无法为后续负载提供足够的直流电压，这就需要升压直流变换器实现电压的提升。
[0004] 传统的boost变换器可以实现电压的提升，
电路结构简单，可靠性高，但是受到寄生
电阻等参数的影响，在工业应用中只能实现四到五倍左右的电压提升，无法满足现代工业的需求。为了实现更高的增益，诸多的升压技术得以提出：耦合电感升压技术、
开关电容升压技术、开关电感升压技术或者多种升压技术的有效结合等，这些高增益变换器电路结构较为复杂，开关器件电压
应力不均匀，可靠性降低。
发明内容
[0005] 本发明的目的在于克服
现有技术的不足，提出一种应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器。
[0006] 为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：提供一种应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器，包括简单升压变流器，所述简单升压变流器还包括一个输入滤波电感，一个升压电容，功率开关管，三个
二极管和两个输出电容；所述输入滤波电感
输入侧连接输入电源，
输出侧连接功率开关管与输出电容和二极管电路。
[0007] 优选的，所述三个二极管包括第一二极管、第二二极管、第三二极管。
[0008] 优选的，所述两个输出电容包括第一输出电容和第二输出电容。
[0009] 优选的，所述输入滤波电感一端和输入电源正极连接；所述输入滤波电感另一端连接第一二极管
阳极、第二输出电容一端、功率开关管源极；所述升压电容一端与第一二极管
阴极、第二二极管阳极连接，第二二极管阴极与第一输出电容一端和负载连接，升压电容与第三二极管阴极、功率开关管漏极连接，第二输出电容另一端与第三二极管阳极、负载连接，第一输出电容和第二输出电容、功率开关管源极连接。
[0010] 优选的，所述功率开关管S为MOS管。
[0011] 本发明有益效果：
[0012] 本发明克服了传统的boost变换器受到寄生电阻等参数的影响，在工业应用中只能实现四到五倍左右的电压提升，无法满足现代工业的需求的缺点，同时克服了高增益变换器电路结构较为复杂，开关器件电压应力不均匀，可靠性降低的问题。
[0013] 本发明相对传统电路结构简单，转换增益高，器件电压应力小，转换效率高。进而解决了直流电源存在输出电压过低，无法为后续负载提供足够的直流电压的问题，大大减少了生产成本，避免整流环节的能源损耗。
附图说明
[0014] 图1为应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器；
[0015] 图2为应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器的模态图；
[0016] 图3为应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器开关模态1的等效电路图；
[0017] 图4为应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器开关模态2的等效电路图；
[0018] 图5为应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器开关模态3的等效电路图；
[0019] 图6为应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器开关模态4的等效电路图；
[0020] 图7为应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器开关模态5的等效电路图；
[0021] 图8为当输入电压Vin＝20V，电压增益M为4，输出功率为80W的Pspice仿真
波形；
[0022] 图9为当输入电压Vin＝20V，电压增益M为4，输出功率为80W的Pspice仿真波形；
[0023] 其中：输入电源Vin，功率开关管S，输入滤波电感L，第一二极管D1，第二二极管D2，第三二极管D3，升压电容C1，第一输出电容C2，第二输出电容C3，负载R。
具体实施方式
[0025] 结合
说明书附图，本实施例所述的一种应用于直流配网系统运行模式下的简单升压变流器，包括简单升压变流器，所述简单升压变流器还包括一个输入滤波电感L，一个升压电容C1，功率开关管S，三个二极管和两个输出电容；所述输入滤波电感L输入侧连接输入电源Vin，输出侧连接功率开关管S与输出电容和二极管电路。
[0026] 优选的，所述三个二极管包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3。
[0027] 优选的，所述两个输出电容包括第一输出电容C2和第二输出电容C3。
[0028] 优选的，所述输入滤波电感L一端和输入电源Vin正极连接；所述输入滤波电感L另一端连接第一二极管D1阳极、第二输出电容C3一端、功率开关管S源极；所述升压电容C1一端与第一二极管D1阴极、第二二极管D2阳极连接，第二二极管D2阴极与第一输出电容C2一端和负载R连接，升压电容C1与第三二极管D3阴极、功率开关管S漏极连接，第二输出电容C3另一端与第三二极管D3阳极、负载R连接，第一输出电容C2和第二输出电容C3、功率开关管S源极连接。
[0029] 优选的，所述功率开关管S为MOS管。
[0030] 实施例2：
[0031] 本发明一个简单的输出电容
串联的高增益Boost变换器控制
信号电压Vgs、输入滤波电感
电流iL、第一二极管电流 第二二极管电流 第三二极管电流 功率开关管电流is的波形如图2所示，其工作过程分为5个开关模态，分别为开关模态1至开关模态5，具体描述如下：
[0032] 开关模态1，对应图2中的[t0,t1]：等效电路如图3所示，t0时刻开通功率开关管S，第三二极管D3和第一二极管D1截止。输入电源Vin为输入滤波电感L充电，输入滤波电感电流iL近似线性上升，升压电容C1为第一输出电容C2充电，第二二极管D2电流 下降，第一输出电容C2和第二输出电容C3串联共同为负载提供
电能。当第二二极管电流 下降为零时，模态1结束。
[0033] 开关模态2，对应图2中的[t1,t2]：等效电路如图4所示，功率开关管S保持导通，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3截止，输入电源Vin为输入滤波电感L充电，第一输出电容C2和第二输出电容C3串联共同为负载R提供电能，当功率开关管S关断时，模式2结束。
[0034] 开关模态3，对应图2中的[t2,t3]：等效电路如图5所示，功率开关管S关断，第二二极管D2和第三二极管D3截止，第一二极管D1开通，输入电源Vin和输入滤波电感L通过第一二极管D1为升压电容C1充电，第一输出电容C2和第二输出电容C3串联共同为负载R提供电能，当第三二极管D3导通，模式3结束。
[0035] 开关模态4，对应图2中的[t3,t4]：等效电路如图6所示，功率开关管S关断，第二二极管D2关断，第一二极管D1和第三D3二极管开通，输入电源Vin和输入滤波电感L通过第一二极管D1和第三D3二极管为升压电容C1充电，第一输出电容C2和第二输出电容C3串联共同为负载R提供电能，当第一二极管D1电流下降到零，模式4结束。
[0036] 开关模态5，对应图2中的[t4,t5]：等效电路如图7所示，功率开关管S关断，第一二极管D1、第二二极管D2关断，第三二极管D3开通，输入电源Vin和输入滤波电感L通过第三二极管D3为第二输出电容C3充电，第一输出电容C2和第二输出电容C3串联共同为负载R提供电能，当功率开关管S导通时，模式5结束。
[0037] 由上述分析可得增益表达式为：
[0038]
[0039] 其中D为功率开关管的导通占空比。
[0040] 下面通过实验波形实例说明采用本发明结构的有益效果：
[0041] 如图8图9所示，输入电压Vin＝20V，电压增益M为5，输出功率为100W，各个器件的电流波形和电压波形如图所示，电压应力均远小于输出电压，有效的验证了前述理论的准确性。
[0042] 尽管为说明目的公开了本发明的实施例和附图，但是本领域的技术人员可以理解：在不脱离本发明及所附
权利要求的精神和范围内，各种替换、变化和
修改都是可能的，因此，本发明的范围不局限于实施例和附图所公开的内容。
