具有解耦的斩波频率和阈值频率的斩波放大器
阅读：383发布：2020-05-11
专利汇可以提供具有解耦的斩波频率和阈值频率的斩波放大器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本公开涉及具有解耦的斩波 频率 和 阈值 频率的斩波 放大器 。斩波放大器 电路 (400，图4)包括具有斩波电路系统(404、406)、 开关 电容 滤波器 (408)和多个增益级(403、214A)的第一放大器路径(202A)。斩波放大器电路(400)还包括具有前馈增益级(422)的第二放大器路径(220A)。斩波电路系统(404、406)的斩波频率大于阈值频率，在该情况下，第二放大器路径(220A)而不是第一放大器路径(202A)被使用。，下面是具有解耦的斩波频率和阈值频率的斩波放大器专利的具体信息内容。
1.一种斩波放大器电路，其包括：
具有斩波电路系统、开关电容滤波器和多个增益级的第一放大器路径；以及具有前馈增益级的第二放大器路径，其中所述斩波电路系统的斩波频率大于阈值频率，在该情况下，使用所述第二放大器路径而不是所述第一放大器路径。
2.根据权利要求1所述的斩波放大器电路，其中所述第一放大器路径的所述多个增益级包括在所述开关电容滤波器之前的第一增益级和在所述开关电容滤波器之后的第二增益级，其中所述第二增益级设置所述阈值频率。
3.根据权利要求2所述的斩波放大器电路，其中所述第二增益级包括具有级联增益级的第一并行增益路径，以及具有前馈增益级的第二并行增益路径。
4.根据权利要求3所述的斩波放大器电路，其中所述第一并行增益路径的增益高于所述第二并行增益路径的增益，并且其中所述第一并行增益路径应用于低于阈值的频率。
5.根据权利要求1所述的斩波放大器电路，其中所述斩波频率是所述阈值频率的至少两倍。
6.根据权利要求3所述的斩波放大器电路，其中所述级联增益级抑制来自所述第二放大器路径的所述前馈增益级的偏移。
7.根据权利要求2所述的斩波放大器电路，其中所述第二增益级基于关系GM2/CM2设置所述阈值频率，其中GM2是所述第二增益级的跨导，并且CM2是用于所述斩波放大器电路的补偿频率电容。
8.根据权利要求3所述的斩波放大器电路，其中所述第二并行增益路径的所述前馈增益级设置所述阈值频率。
9.根据权利要求3所述的斩波放大器电路，其中所述级联增益级中的每个包括差分晶体管对，并且其中所述第二并行增益路径的所述前馈增益级包括差分晶体管对。
10.根据权利要求8所述的斩波放大器电路，还包括：
用于与所述级联增益级相关联的第一差分晶体管对的第一电流源；
用于与所述级联增益级相关联的第二差分晶体管对的第二电流源；以及用于与所述第二并行增益路径的所述前馈增益级相关联的第三差分晶体管对的第三电流源，其中所述第三电流源被设置为高于所述第二电流源的值。
11.根据权利要求3所述的斩波放大器电路，其中所述第二并行增益路径的所述前馈增益级具有非线性响应。
12.一种系统，其包括：
斩波放大器电路，其具有：
第一放大器路径，其具有斩波电路系统、开关电容滤波器、在所述开关电容滤波器之前的第一增益级、以及在所述开关电容滤波器之后的第二增益级；以及
具有前馈增益级的第二放大器路径，其中所述斩波电路系统的斩波频率大于阈值频率，在该情况下，使用所述第二放大器路径而不是所述第一放大器路径；以及输入侧电路，其被配置为向所述斩波放大器电路提供差分输入信号。
13.根据权利要求12所述的系统，其中所述第二增益级包括具有不同增益的第一并行增益路径和第二并行增益路径。
14.根据权利要求13所述的系统，其中所述第二增益级的所述第一并行增益路径包括级联增益级，并且其中所述第二增益级的所述第二并行增益路径包括前馈增益级。
15.根据权利要求14所述的系统，其中所述第一并行增益路径的增益高于所述第二并行增益路径的增益，并且其中所述第一并行增益路径应用于低于所述阈值频率的频率。
16.根据权利要求13所述的系统，其中所述斩波频率是所述阈值频率的至少两倍。
17.根据权利要求12所述的系统，其中所述第二增益级基于关系GM2/CM2设置所述阈值频率，其中GM2是所述第二增益级的跨导，并且CM2是用于所述斩波放大器电路的补偿频率电容。
18.根据权利要求14所述的系统，其中所述级联增益级中的每个包括差分晶体管对，并且其中所述第二并行增益路径的所述前馈增益级包括差分晶体管对。
19.根据权利要求18所述的系统，进一步包括：
用于与所述级联增益级中的第一个相关联的第一差分晶体管对的第一电流源；
用于与所述级联增益级中的第二个相关联的第二差分晶体管对的第二电流源；以及用于与所述第二并行增益路径的所述前馈增益级相关联的第三差分晶体管对的第三电流源，其中所述第三电流源被设置为高于所述第二电流源的值。
20.根据权利要求14所述的系统，其中所述第二并行增益路径的所述前馈增益级具有非线性响应。
具有解耦的斩波频率和阈值频率的斩波放大器
[0001] 相关申请的交叉引用
[0002] 本申请要求在2018年9月28日提交的题为“High-Bandwidth Low-Input Bias Current Chopper Amplifier Architecture”的美国临时专利申请号62/737,948的优先权，该专利申请通过引用并入本文。
技术领域
背景技术
[0003] 现代电子系统涉及不同的电路和网络，其中经常调整沿组件或电路之间的链路传送的信号的电压或电流水平。信号放大器电路是一种用于调整沿链路的信号的电压或电流电平的电路，其中信号放大的目的是增加信号强度而不引入如偏移电压、噪声、失真等的误差。存在若干种不同的信号放大器拓扑结构，每种拓扑结构适用于不同的场景。
[0004] 一种信号放大器拓扑结构被称为斩波放大器。在示例斩波放大器拓扑结构中，斩波频率是带宽的函数(增加带宽需要增加斩波频率)。不幸的是，增加斩波放大器的斩波频率以增加带宽会导致输入偏置电流的不希望的增加。输入偏置电流与斩波频率成正比，因为斩波频率决定了在输入上每秒发生电荷转移的次数。这是因为来自时钟馈通的电荷转移和来自输入斩波器开关的电荷注入有助于增加斩波放大器中的输入偏置电流。在输入偏置电流电平与输入源的阻抗相互作用的程度上，在信号路径中引入误差电压。发明内容
[0005] 根据本公开的至少一个示例，斩波放大器电路包括具有斩波电路系统、开关电容滤波器和多个增益级的第一放大器路径。斩波放大器电路还包括具有前馈增益级的第二放大器路径。斩波电路系统的斩波频率大于阈值频率，在该情况下，使用第二放大器路径而不是第一放大器路径。
[0006] 根据本公开的至少一个示例，一种系统包括具有第一放大器路径的斩波放大器电路，该第一放大器路径具有斩波电路系统、开关电容滤波器、在开关电容滤波器之前的第一增益级、以及在开关滤波器之后的第二增益级。斩波放大器电路还包括具有前馈增益级的第二放大器路径，其中斩波电路系统的斩波频率大于阈值频率，在该情况处，使用第二放大器路径而不是第一放大器路径。斩波放大器电路被配置为接收差分输入信号。附图说明
[0007] 对于各种示例的详细描述，现在将参考附图，其中：
[0008] 图1是示出斩波放大器拓扑结构的示意图；
[0009] 图2是示出根据各种示例的另一斩波放大器拓扑结构的示意图；
[0010] 图3是示出根据各种示例的作为频率的函数的斩波放大器增益的曲线图。
[0011] 图4是示出根据各种示例的另一斩波放大器的示意图；
[0012] 图5是示出根据各种示例的后滤波器增益级的示意图；
[0013] 图6是示出作为图5的后滤波器增益级的频率的函数的增益的曲线图；
[0014] 图7和图8是示出根据各种示例的后滤波器增益级选项的示意图；以及[0015] 图9是根据各种示例的作为增益级的差分输入电压的函数的差分输出电流的曲线图。
具体实施方式
[0016] 本文公开了将斩波频率和用于在斩波放大器的不同放大器路径之间进行选择的阈值频率解耦的斩波放大器拓扑结构、系统和方法。将斩波频率与阈值频率解耦使得斩波放大器能够满足用于输入偏置电流(例如，低于目标的输入偏置电流)和带宽(例如，高于目标的带宽)的预定设计目标。在不同的示例中，带宽和输入偏置电流目标改变。在没有限制的情况下，所公开的斩波放大器拓扑结构在诸如仪器或感测系统的系统中是有用的，其中小信号需要被放大而没有失真(或者失真小于阈值)。
[0017] 在一些示例中，所公开的斩波放大器采用第一放大器路径和第二放大器路径。第一放大器路径包括增益级、斩波电路系统、开关电容滤波器、以及在开关电容滤波器之后的至少一个增益级(称为后滤波器增益级)。同时，第二放大器路径包括前馈增益级。根据至少一些示例，第一放大器路径包括后滤波器增益级，其设置阈值频率，使得阈值频率与斩波电路系统的斩波频率解耦。在一个示例中，后滤波器增益级基于关系GM2/CM2设置阈值频率，其中GM2是后滤波器增益级的跨导，并且CM2是与后滤波器增益级相关联的电容。在另一示例中，后滤波器增益级具有第一并行增益路径和第二并行增益路径，其中第一并行增益路径包括级联增益级，并且其中第二并行增益路径包括前馈增益级。在至少一些示例中，第一并行增益路径的增益高于第二并行增益路径的增益。此外，第一并行增益路径应用于低于阈值频率的频率，而第二并行增益路径应用于高于阈值频率的频率。利用这些后滤波器增益级选项中的任一个，阈值频率与斩波频率解耦并且阈值频率小于斩波频率。为了更好地理解，使用如下附图描述各种斩波放大器选项、后滤波器增益级选项和相关问题。
[0018] 图1是示出示例斩波放大器100的示意图。在图1的示例中，斩波放大器100包括第一放大器路径102和第二放大器路径120，各自都在其输入端接收差分输入信号(V_IN)。在一些示例中，V_IN由输入侧电路提供(例如，输入侧电路是与斩波放大器100相同的集成电路的一部分，或者是另一集成电路、芯片或装置的一部分)。第一放大器路径102包括一组开关104和第一增益级(gm1)103，其中该组开关104基于斩波频率对V_IN进行采样。采样和放大的V_IN经由另一组开关106被传递到滤波器108(以去除斩波噪声)。在图1中，用于一组开关104和一组开关106的控制信号标记为“phase1”和“phase2”，其中phase1和phase2信号不重叠。
[0019] 如图所示，滤波器108包括两组开关110和112之间的两个电容器(标记为C5和C6)。另一电容器(标记为C4)耦合到开关组112并提供滤波器108的输出。开关组110和开关组112由控制信号(标记为“phase3”和“phase4”)引导。在一些示例中，phase3从phase1移位90度，并且phase4从phase2移位90度。滤波器108的输出被提供给斩波放大器100的第二增益级(gm2)114。第二增益级114的输出被提供给斩波放大器100的第三增益级(gm3)116。在一些示例中，第一放大器路径102使用第一增益级103、第二增益级114和第三增益级116来放大低于阈值的V_IN的频率。
[0020] 同时，斩波放大器100的第二放大器路径120放大高于阈值的V_IN的频率。如图所示，第二放大器路径120包括前馈增益级(gm4)122，其中前馈增益级122的输出被提供给第三增益级116。因此，第二放大器路径120使用前馈增益级122和第三增益级116放大高于阈值的V_IN的频率。在图1中，斩波放大器100还包括用于频率补偿的各种电容器(例如，C1、C2a、C2b、C3a、C3b)。在示例斩波放大器100中，增加斩波放大器100的带宽要求斩波频率按比例增加，代价是增加输入偏置电流(导致放大器误差增加)。
[0021] 图2是示出根据各种示例的另一斩波放大器200的示意图。如图所示，斩波放大器200包括第一放大器路径202和第二放大器路径220，各自在其输入端接收差分输入信号(VIN_P和VIN_N，其对应于图1中的V_IN)。在一些示例中，VIN_P和VIN_N由输入侧电路提供(例如，输入侧电路是与斩波放大器200相同的集成电路的一部分，或者是另一集成电路、芯片或装置的一部分)。第一放大器路径202包括一组开关204和第一增益级(GM1)203，其中该组开关204基于斩波频率对VIN_P和VIN_N进行采样。采样和放大的VIN_P和VIN_N经由另一组开关206被传递到滤波器208(以去除斩波噪声)。在图2中，用于开关组204和开关组206的控制信号标记为“Φ1”和“Φ1z”，其中Φ1和Φ1z信号不重叠。
[0022] 在图2中，滤波器208包括两个电容器(标记为CSC1和CSC2)和两组开关210和212。更具体地，CSC1的第一电极耦合到开关组210中的S1，并且耦合到开关组212中的S4。CSC1的第二电极耦合到地节点。同时，CSC2的第一电极耦合到开关组210中的S3，并耦合到开关组212中的S2。CSC2的第二电极耦合到地节点。开关组210和开关组212由控制信号(标记为“Φ1+90°”和“Φ1z+90°”)引导。更具体地，S1和S2由Φ1+90°信号引导，并且S3和S4由Φ1z+90°信号引导。滤波器208的输出被提供给具有阈值频率选择的第二增益级或第一后滤波器增益级(GM2)214。
[0023] 在一些示例中，后滤波器增益级214基于关系GM2/CM2选择阈值频率，其中GM2是后滤波器增益级的跨导，并且CM2是第一频率补偿电容。在其他示例中，后滤波器增益级214使用并行增益路径来选择阈值频率(例如，参见图4的后滤波器增益级114A)。更具体地，在一些示例中，第一并行增益路径包括级联增益级(参见例如图4中的GM2_1和GM2_2)，并且第二并行增益路径包括前馈增益级(参见例如图4中的GM2_FF)。在至少一些示例中，第一并行增益路径的增益高于第二并行增益路径的增益。此外，第一并行增益路径应用于低于阈值的频率，而第二并行增益路径应用于高于阈值的频率。后滤波器增益级214的输出被提供给斩波放大器200的第三增益级或第二后滤波器增益级(GM3)216。在一些示例中，第一放大器路径202使用第一增益级203、第二增益级214和第三增益级216放大低于阈值频率的VIN_N和VIN_P的频率。
[0024] 同时，斩波放大器200的第二放大器路径220放大高于阈值频率的VIN_N和VIN_P的频率。如图所示，第二放大器路径220包括前馈增益级(GMFF)222，其中前馈增益级222的输出被提供给第三增益级或第二后滤波器增益级(GM3)216。因此，在一些示例中，第二放大器路径220使用前馈增益级(GMFF)222和第三增益级(GM3)216放大高于阈值频率的VIN_N和VIN_P的频率。斩波放大器200还包括各种电容器(例如，CM1、CM2)以为斩波放大器200提供频率补偿。应当注意，当用于后滤波器增益级214的不同阈值频率选择选项是有效的时，使用后滤波器增益级214的并行增益路径具有抑制来自第二放大器路径220的偏移电压的益处。
[0025] 图3是示出根据各种示例的作为频率的函数的斩波放大器增益301的曲线图300。在曲线图300中，斩波放大器增益301被称为AOL(s)并且随频率而变化。在曲线图300中，识别各种极点、零点和相关频率，包括主极点频率(f_p1)、非主极点频率(f_p3)、零极点双峰频率(pole-zero doublet frequency)(f_p2、z2)、阈值频率302、斩波频率(f_c)304和单位增益频率(UGF)。如曲线图300所示，低于f_p1的低频率下的AOL(s)相对恒定，直到与f_p1相关联的主极点308。在f_p1之后，AOL(s)作为频率的函数下降。在一些示例中，用于低于阈值频率302的频率的AOL(s)由第一放大器路径(例如，第一放大器路径202)提供。在一些示例中，阈值频率302(称为拼接(stitching)频率)由与f_p2、z2相关联的零极点双峰设置。在大多数情况下，p2＝z2，其中z2由 给出，其中GM是第一增益级(例如，增益级
203)的跨导，GM2_FF是沿后滤波器增益级214的第二并行增益路径的前馈增益级的跨导(参见例如图5)，GMFF是用于第二放大器路径(例如，图2中的第二放大器路径220)的前馈增益级(例如，图2中的前馈增益级222)的跨导，并且CM1是用于斩波放大器(例如，图2的斩波放大器200)的第一频率补偿电容。在其他示例中，阈值频率302由关系GM2/CM2设置，其中GM2是后滤波器增益级(例如，图2的后滤波器增益级214)的跨导，并且CM2是用于斩波放大器(例如，图2的斩波放大器200)的第二补偿频率电容。高于阈值频率302，AOL(s)继续下降，其中UGF对应于AOL(s)＝0。在f_p3处，AOL(s)下降的速率增加。用于高于阈值频率302的频率的AOL(s)由第二放大器路径(例如，第二放大器路径220)提供。此外，应注意f_c 304高于阈值频率302。
203)的跨导，GM2_FF是沿后滤波器增益级214的第二并行增益路径的前馈增益级的跨导(参见例如图5)，GMFF是用于第二放大器路径(例如，图2中的第二放大器路径220)的前馈增益级(例如，图2中的前馈增益级222)的跨导，并且CM1是用于斩波放大器(例如，图2的斩波放大器200)的第一频率补偿电容。在其他示例中，阈值频率302由关系GM2/CM2设置，其中GM2是后滤波器增益级(例如，图2的后滤波器增益级214)的跨导，并且CM2是用于斩波放大器(例如，图2的斩波放大器200)的第二补偿频率电容。高于阈值频率302，AOL(s)继续下降，其中UGF对应于AOL(s)＝0。在f_p3处，AOL(s)下降的速率增加。用于高于阈值频率302的频率的AOL(s)由第二放大器路径(例如，第二放大器路径220)提供。此外，应注意f_c 304高于阈值频率302。
[0026] 在一些示例中，f_c 304被设置为足够低的值，使得输入偏置电流低于输入偏置电流目标。为了确保开关电容滤波器的相位延迟不影响系统的整体稳定性，将阈值频率302设置为低于f_c 304，如曲线图300所示。在一些示例中，f_c 304是阈值频率302的至少两倍。
[0027] 图4是示出根据各种示例的另一斩波放大器400的示意图。如图所示，斩波放大器400包括第一放大器路径202A(图2中的第一放大器路径202的示例)和第二放大器路径220A(图2中的第二放大器路径220的示例)，各自在其输入端接收差分输入信号(VIN_P和VIN_N)。在一些示例中，VIN_P和VIN_N由输入侧电路系统提供(例如，输入侧电路系统是与斩波放大器400相同的集成电路的一部分或者是另一集成电路、芯片或装置的一部分)。第一放大器路径202A包括一组开关404和第一增益级403，其中该组开关404基于斩波频率对VIN_P和VIN_N进行采样。采样和放大的VIN_P和VIN_N经由另一组开关406被传递到滤波器408(以去除斩波噪声)。在图4中，开关组404和406的控制信号标记为“Φ1”和“Φ1z”，其中Φ1和Φ
1z信号不重叠。
1z信号不重叠。
[0028] 在图4中，滤波器408包括两个电容器(标记为CSC1和CSC2)和两组开关410和412。更具体地，CSC1的第一电极耦合到开关组410中的S1，并且耦合到开关组412中的S4。CSC1的第二电极耦合到地节点。同时，CSC2的第一电极耦合到开关组410中的S3，并耦合到开关组412中的S2。CSC2的第二电极耦合到地节点。开关组410和开关组412由控制信号(标记为“Φ1+90°”和“Φ1z+90°”)引导。更具体地，S1和S2由Φ1+90°信号引导，并且S3和S4由Φ1z+90°信号引导。滤波器408的输出被提供给具有并行增益路径440和450的第二增益级或第一后滤波器增益级214A(图2的第一后滤波器增益级214的示例)。
[0029] 在一些示例中，后滤波器增益级214A包括第一并行增益路径440和第二并行增益路径450。更具体地，在一些示例中，第一并行增益路径440包括级联增益级442和级联增益级444，并且第二并行增益路径444包括前馈增益级452。如图所示，第一并行增益路径440还包括级联增益级442和级联增益级444之间的电容器(C2_FF)。在至少一些示例中，第一并行增益路径440的增益高于第二并行增益路径450的增益。此外，第一并行增益路径440应用于低于阈值频率的频率，而第二并行增益路径450应用于高于阈值频率的频率。
[0030] 后滤波器增益级214A的输出被提供给斩波放大器400的第三增益级或第二后滤波器增益级416。在一些示例中，第一放大器路径202A放大低于阈值频率(例如，图3中的阈值频率302)的VIN_N和VIN_P的频率。同时，斩波放大器400的第二放大器路径220A放大高于阈值频率(例如，图3中的阈值频率302)的VIN_N和VIN_P的频率。如图所示，第二放大器路径220A包括前馈增益级422，其中前馈增益级422的输出被提供给第三增益级或第二后滤波器增益级416。因此，在一些示例中，第三增益级416由第一放大器路径202A和第二放大器路径
220A共享。斩波放大器400还包括用于斩波放大器400的频率补偿的各种电容器(例如，CM1、CM2)。应当注意，使用后滤波器增益级214A的并行增益路径以设置阈值频率(例如，使用设置阈值频率)具有抑制来自第二放大器路径220A的偏移电压的益处(与使用
GM2/CM2设置阈值频率相比)。
220A共享。斩波放大器400还包括用于斩波放大器400的频率补偿的各种电容器(例如，CM1、CM2)。应当注意，使用后滤波器增益级214A的并行增益路径以设置阈值频率(例如，使用设置阈值频率)具有抑制来自第二放大器路径220A的偏移电压的益处(与使用
GM2/CM2设置阈值频率相比)。
[0031] 图5是示出根据各种示例的后滤波器增益级214B的示意图。在图5中，后滤波器增益级214B是图2的后滤波器增益级214或图4的后滤波器增益级214A的示例。如图所示，后滤波器增益级214B包括：第一并行增益路径440A(图4的第一并行增益路径440的示例)和第二并行增益路径450A(图4的第二并行增益路径450的示例)。第一并行增益路径440A包括级联增益级502和级联增益级504，其中增益级502和增益级504是图4中的增益级442和增益级444的示例。如图所示，第一并行增益路径440A包括增益级502和增益级504之间的电阻器(R2_1)和电容器(C2_1)。第二并行增益路径450A包括前馈增益级506(图4的前馈增益级452的示例)。在至少一些示例中，第一并行增益路径440A的增益高于第二并行增益路径450A的增益。此外，第一并行增益路径440A应用于低于阈值的频率，而第二并行增益路径450A应用于高于阈值频率的频率。此外，在一些示例中，级联增益级502和级联增益级504被配置为在低频处抑制来自前馈增益级(例如，图4的前馈增益级422)的偏移。
[0032] 在一些示例中，图4的后滤波器增益级214A涉及极点和零点的选择以实现图3的AOL(s)传递函数。更具体地，对于后滤波器增益级214A， 其中 是作为频率的函数的输出电流的变化，并且其中 是作为频率的函数的输入电压的变化。此外， 其中R2_1是与沿后滤波器增益级的第一并行增益路径的级联增益级相
关联的电阻(参见例如图5)，并且C2_1是与沿后滤波器增益级的第一并行增益路径的级联增益级相关联的电容(参见例如图5)。此外， 其中GM2_1是沿后滤波器
增益级的第一并行增益路径的第一级联增益级的跨导(参见例如图5)，GM2_2是沿后滤波器增益级的第一并行增益路径的第二级联增益级的跨导(参见例如图5)，GM2_FF是沿后滤波器增益级的第二并联增益路径的前馈增益级的跨导(参见例如图5)，并且C2_1是与沿第一并行增益路径的级联增益级相关联的电容(参见例如图5)。在一些示例中，GM2_1*R2_1*GM2_2被设置为足够大以减小来自第二放大器路径的前馈增益级(例如，图2中的GMFF222)的低频噪声和电压偏移源。此外，在一些示例中，p1、z1被设置为低于阈值频率(例如，图3中的阈值频率302)。此外，在一些示例中，GM2_FF用于设置阈值频率(例如，图3中的阈值频率
302)。在一个示例中，GM2_FF基于关系 来设置阈值频率。
关联的电阻(参见例如图5)，并且C2_1是与沿后滤波器增益级的第一并行增益路径的级联增益级相关联的电容(参见例如图5)。此外， 其中GM2_1是沿后滤波器
增益级的第一并行增益路径的第一级联增益级的跨导(参见例如图5)，GM2_2是沿后滤波器增益级的第一并行增益路径的第二级联增益级的跨导(参见例如图5)，GM2_FF是沿后滤波器增益级的第二并联增益路径的前馈增益级的跨导(参见例如图5)，并且C2_1是与沿第一并行增益路径的级联增益级相关联的电容(参见例如图5)。在一些示例中，GM2_1*R2_1*GM2_2被设置为足够大以减小来自第二放大器路径的前馈增益级(例如，图2中的GMFF222)的低频噪声和电压偏移源。此外，在一些示例中，p1、z1被设置为低于阈值频率(例如，图3中的阈值频率302)。此外，在一些示例中，GM2_FF用于设置阈值频率(例如，图3中的阈值频率
302)。在一个示例中，GM2_FF基于关系 来设置阈值频率。
[0033] 图6是示出了作为图5的后滤波器增益级214B的频率的函数的增益GM2(s)的曲线图600。如图所示，GM2(s)在低于主极点频率f_p1的频率处处于相对恒定的水平，其中GM2(s)由图5中的第一并行增益路径440A确定。在f_p1之后，GM2(s)下降直到零频率f_z1。在f_z1之后，GM2(s)保持恒定在GM2_FF，其中GM2_FF由图5中的第二并行增益路径450A确定。利用增益曲线诸如GM2(s)，后滤波器增益级(例如，图5的第一后滤波器增益级214B)使得斩波放大器(例如，图2的斩波放大器200、图2的斩波放大器200或图4的斩波放大器400)的带宽高于目标带宽而输入偏置电流低于目标输入偏置电流。
[0034] 图7和图8是根据各种示例的后滤波器增益级214C和后滤波器增益级214D的示意图。在图7中，后滤波器增益级214C是图2的后滤波器增益级214、图4的后滤波器增益级214A或图5的后滤波器增益级214B的示例。对于后滤波器增益级214C，使用晶体管(MN1-MN6、MP1、MP2)、电流源(IT2-IT4)和共模反馈(CMFB)电路702来实现各种增益级，诸如先前讨论的那些(例如，图4中的级联增益级442和级联增益级444以及前馈增益级452；或图5中的级联增益级502和级联增益级504以及前馈增益级506)。在一些示例中，CMFB电路702包括晶体管(MP3、MP4)和电流源(IT1)。
[0035] 更具体地，第一级联增益级(例如，图4中的增益级442，或图5中的增益级502)由MN1、MN2、IT3和CMFB电路702形成。而且，第二级联增益级(例如，图4中的增益级444，或图5中的增益级504)由MN3、MN4和IT2形成。而且，前馈增益级(例如，图4中的前馈增益级452，或图5中的前馈增益级506)由MN5、MN6和IT4形成。在一些示例中，IT4大于IT2以设置前馈增益级(例如，图4中的前馈增益级452，或图5中的前馈增益级506)高于第二级联增益级(例如，图4中的增益级444，或图5中的增益级504)的输入差分范围，使得后滤波器增益级214C有助于过载恢复。对于后滤波器增益级214C，CMFB电路702支持全差分输出。此外，在一些示例中，前馈增益级(例如，图4中的前馈增益级452，或图5中的前馈增益级506)被设计为具有非线性响应以扩展输入差分范围。
[0036] 在图8中，后滤波器增益级214D是图2的后滤波器增益级214、图4的后滤波器增益级214A、图5的后滤波器增益级214B或图7的后滤波器增益级214C的示例。对于后滤波器增益级214D，使用晶体管(MN1-MN8、MP1-MP8)、电流源(IT2-IT5)和CMFB电路802来实现各种增益级，诸如先前讨论的那些(例如，级联增益级442和级联增益级444，以及前馈增益级452)。在一些示例中，CMFB电路702包括晶体管(MP3、MP4)和电流源(IT1)。
[0037] 更具体地，第一级联增益级(例如，图4中的增益级442，或图5中的增益级502)由MN1、MN2、IT3和CMFB电路702形成。而且，第二级联增益级(例如，图4中的增益级444，或图5中的增益级504)由MN3、MN4和IT2形成。而且，前馈增益级(例如，图4中的前馈增益级452，或图5中的前馈增益级506)由MN5-MN8、MP5-MP8、IT4和IT5形成。在一些示例中，电阻器(R1)定位在MP5和MP6的第一电流端子之间，如图8所示。利用后滤波器增益级114E，图8的前馈级是非线性的以帮助大信号响应。
[0038] 图9是示出根据各种示例的作为增益级的差分输入电压的函数的差分输出电流的曲线图900。在一些示例中，曲线图900表示增益级的非线性响应，例如图8中表示的前馈增益级。利用非线性响应，前馈增益级(例如，图4中的前馈增益级452、图5中的前馈增益级506或图8中的相关组件)有助于大信号响应。利用图8的后滤波器增益级214D的非线性GM2_FF级，与图7的后滤波器增益级214C相比，支持大得多的输入差分范围。当GM2级的输入移开时，较大的输入不同范围在大信号事件期间是有用的(例如，启动、掉电、放大器摆动、输出过载等)。具体地，使用用于过滤器增益级214D的非线性GM2_FF级(如图8所示)支持目标输入差分范围，其保持调节从而缩短大信号事件之后的恢复时间。
[0039] 在一些示例中，第一后滤波器增益级(例如，图4中的第一后滤波器增益级214A、图5中的第一后滤波器增益级214B、图7中的第一后滤波器增益级214C或图8中的第一后滤波器增益级214D)的级联增益级抑制来自第二放大器路径(例如，图2中的第二放大器路径
220，或图4中的第二放大器路径220A)的前馈增益级(例如，图2中的GMFF 222，或图4中的GMFF 422)的偏移。在一些示例中，第一后滤波器增益级(例如，图4中的第一后滤波器增益级214A、图5中的第一后滤波器增益级214B、图7中的第一后滤波器增益级214C或图8中的第一后滤波器增益级214D)的级联增益级中的每个包括差分晶体管对。此外，第二并行增益路径的前馈增益级(例如，图4中的GM2_FF 452，或图5中的GM2_FF 506)包括差分晶体管对。
220，或图4中的第二放大器路径220A)的前馈增益级(例如，图2中的GMFF 222，或图4中的GMFF 422)的偏移。在一些示例中，第一后滤波器增益级(例如，图4中的第一后滤波器增益级214A、图5中的第一后滤波器增益级214B、图7中的第一后滤波器增益级214C或图8中的第一后滤波器增益级214D)的级联增益级中的每个包括差分晶体管对。此外，第二并行增益路径的前馈增益级(例如，图4中的GM2_FF 452，或图5中的GM2_FF 506)包括差分晶体管对。
[0040] 此外，在一些示例中，增益级(例如，图2中的第一后滤波器增益级214、图4中的第一后滤波器增益级214A、图5中的第一后滤波器增益级214B、图7中的第一后滤波器增益级214C或图8中的第一后滤波器增益级214D)包括用于与级联增益级(例如，GM2_1)相关联的第一差分晶体管对(图7和图8中的MP1和MP2、或MN1和MN2)的电流源(例如，图7和图8中的IT3)。增益级还包括用于与级联增益级(例如，GM2_2)相关联的第二差分晶体管对(例如，图
7和图8中的MN3和MN4)的第二电流源(例如，图7和图8中的IT2)。增益级还包括用于与第二并行增益路径(例如，GM2_FF)的前馈增益级相关联的第三差分晶体管对(例如，图7和图8中的MN3和MN4)的第三电流源(例如，图7和图8中的IT4)，其中第三电流源(例如，IT4)被设置为比第二电流源(例如，IT2)更高的值。
7和图8中的MN3和MN4)的第二电流源(例如，图7和图8中的IT2)。增益级还包括用于与第二并行增益路径(例如，GM2_FF)的前馈增益级相关联的第三差分晶体管对(例如，图7和图8中的MN3和MN4)的第三电流源(例如，图7和图8中的IT4)，其中第三电流源(例如，IT4)被设置为比第二电流源(例如，IT2)更高的值。
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