技术领域
[0001] 本
发明实施例涉及
电子技术领域，特别涉及一种电容屏的噪声检测电路、检测方法及移动终端。
背景技术
[0002] 越来越多的电子产品使用电容触控屏，一般的电容触控屏由驱动层和感应层构成，驱动层的Tx线和感应层的Rx线相交
位置形成电容格点，Tx线发送一定
频率的驱动
信号，该驱动信号通过待测电容阵列耦合到Rx线，Rx线通过
电流或
电压方式可以间接检测出耦合电容阵列大小。当
手指触摸到电容屏时，影响了触摸点附近的耦合电容的大小，由此可以根据触摸位屏电容变化量的数据计算出触摸点的坐标。
[0003] 但电容触控面临很多种类型的干扰，比如LCD干扰，日光灯干扰，充电器干扰等。为了避开这种干扰，触控芯片会使用跳频技术，即尝试各种频率的驱动信号，统计各驱动频率下，一整
帧数的的抖动值，从而得出抖动值最小的频率，然后设定驱动信号的频率为该频率。
[0004]
发明人发现
现有技术中至少存在如下问题：以现有技术的方式统计各个频率下，一整帧数据的抖动值，通常需要10ms左右时间，一个完整的统计至少需要10帧数据，也就是说，针对某一频率，判断其抖动值，至少需要100ms左右，如果需要统计5个频率，则一共需要500ms，这对于触控系统来说是一个比较长的时间。另一方面，上述方式统计各个频率下的抖动值，以此筛选出抖动值较小的频率，这种筛选方式本身就存在
精度不够的问题，而且对于噪声干扰来说，即便某个频率显示很小的抖动特性，也会因为噪声
相位的不同而导致驱动信号在不断的产生变化，由此可能在其他时刻造成很大的干扰。
发明内容
[0005] 本发明实施方式的目的在于提供一种电容屏的噪声检测电路、检测方法及移动终端，可以快速准确地获取外部噪声
能量大小。
[0006] 为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种电容屏的噪声检测电路，包括：电容屏、电流转换模
块、第一混频模块、第二混频模块和运算模块；电流转换模块与电容屏相连，电流转换模块对噪声进行
采样，并将噪声的采样结果转换为电流信号分别输出至第一混频模块和第二混频模块；第一混频模块和第二混频模块时钟
正交，第一混频模块和第二混频模块分别用于以与噪声相同的频率值，对电流信号进行混频；运算模块根据第一混频模块和第二混频模块的混频结果，计算得到噪音能量值。
[0007] 本发明的实施方式还提供了一种噪声检测方法，包括：对噪声进行采样，将噪声的采样结果转换为电流信号，分两路分别与第一频率和第二频率进行混频，得到两路混频结果，根据两路混频结果，计算得到噪声能量值；其中，第一频率与第二频率的频率值相同，且第一频率信号与第二频率信号时钟正交。
[0008] 本发明的实施方式还提供了一种移动终端，包括上述的电容屏的噪声检测电路。
[0009] 本发明实施方式相对于现有技术而言，包括：电容屏、电流转换模块、第一混频模块、第二混频模块和运算模块；电流转换模块与电容屏相连，电流转换模块对噪声进行采样，并将噪声的采样结果转换为电流信号分别输出至第一混频模块和第二混频模块；第一混频模块和第二混频模块时钟正交，第一混频模块和第二混频模块分别用于以与噪声相同的频率值，对电流信号进行混频；运算模块根据第一混频模块和第二混频模块的混频结果，计算得到噪音能量值。通过上述的电路设计，设定第一混频模块和第二混频模块与待测噪声的相同的频率，另外第一混频模块和第二混频模块工作时钟正交，对混频结果计算所得结果即为噪声能量值，且和噪声相位无关，即本发明的噪声检测电路能快速准确获取某频率附近的噪声能量，且不受噪声相位的影响。另外，本发明利用电流转换模块可以等比例的缩小检测信号，因而可以支持更大范围噪声检测。
[0010] 另外，噪声检测电路还包括第一滤波采样模块和第二滤波采样模块；第一滤波采样模块接收第一混频模块的混频结果，滤除混频结果中的倍频信号，输出得到第一
输出信号；第二滤波采样模块接收第二混频模块的混频结果，滤除混频结果中的倍频信号，输出得到第二输出信号；运算模块根据第一输出信号和所述第二输出信号计算得到噪音能量值。通过第一滤波采样模块和第二滤波采样模块滤除倍频信号的干扰，进一步提高了噪声检测电路的抗干扰能
力。
[0011] 另外，电流转换模块包括：跨导
放大器、第一
偏置电路、第二偏置电路、第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、和第三NMOS管；
跨导放大器的同相输入端连接电容屏的接收端，跨导放大器的
反相输入端连接基准电压；第一偏置电路的负极连接跨导放大器的输出端，第一偏置电路的正极连接第一PMOS管的栅极；第一PMOS管的源极连接供电电压，第一PMOS管的漏极反馈连接至跨导放大器的同相输入端；第二偏置电路的正极连接跨导放大器的输出端，第二偏置电路的负极连接第一NMOS管的栅极；第一NMOS管的漏极反馈连接至跨导放大器的同相输入端，第一NMOS管的源极接地；第二PMOS管的栅极连接第一PMOS管的栅极，第二PMOS管的源极连接供电电压，第二PMOS管的漏极相连并连接至第一
混频器；第二NMOS管的栅极连接第一NMOS管的栅极，第二NMOS管的漏极连接至第一混频器，第二NMOS管的源极接地；第三PMOS管的栅极连接第一PMOS管的栅极，第三PMOS管的源极连接供电电压，第三PMOS管的漏极相连并连接至第二混频器；第三NMOS管的栅极连接第一NMOS管的栅极，第三NMOS管的漏极连接至第二混频器，第三NMOS管的源极接地。该装置可以等比例地缩小输入的噪声值，降低后级功耗和处理难度，便于获取和转换噪声能量到合理范围，以便于后续ADC的检测。同时利用该装置的等比例缩小功能，可以检测更大范围的噪声能量。
[0012] 另外，滤波采样模块具体为增量Sigma delta ADC
模数转换器。具体提供了一种滤波采样模块的实现方式，该增量Sigma delta ADC模数转换器对信号进行滤波，滤除倍频信号的干扰，进一步提高了检测电路的抗干扰能力，使其既具备低通滤波作用，又可以输出低采样率高精度的
数字信号。
附图说明
[0013] 一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定。
[0014] 图1是根据本发明第一实施方式的电容屏的噪声检测电路的结构示意图；
[0015] 图2是根据本发明第一实施方式的现有的电容屏的结构示意图；
[0016] 图3是根据本发明第一实施方式的电容屏的噪声检测电路的另一种结构示意图；
[0017] 图4是根据本发明第一实施方式的噪声检测电路的具体连接结构示意图；
[0018] 图5是根据本发明第二实施方式中的电流转换模块的一种结构示意图；
[0019] 图6是根据本发明第二实施方式中的滤波采样模块的具体结构示意图；
[0020] 图7是根据本发明第三实施方式的噪声检测方法的流程示意图；
[0021] 图8是根据本发明第四实施方式的移动终端的结构示意图。
具体实施方式
[0022] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本
申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和
修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。以下各个实施例的划分是为了描述方便，不应对本发明的具体实现方式构成任何限定，各个实施例在不矛盾的前提下可以相互结合相互引用。
[0023] 本发明的第一实施方式涉及一种电容屏的噪声检测电路。具体结构如图1所示。
[0024] 本发明实施方式中电容屏的噪声检测电路包括：电容屏100、电流转换模块200、第一混频模块300、第二混频模块400和运算模块500；电流转换模块200与电容屏100相连，电流转换模块200对噪声进行采样，并将噪声的采样结果转换为电流信号分别输出至第一混频模块300和第二混频模块400；第一混频模块300和第二混频模块400时钟正交，第一混频模块和第二混频模块分别用于以与噪声相同的频率值，对电流信号进行混频；运算模块500根据第一混频模块300和第二混频模块400的混频结果，计算得到噪音能量值。
[0025] 具体地说，本发明实施方式可应用于各种电容屏，包括自电容屏和互电容屏，本实施例以互电容屏为例来说明，如图2所示，电容屏包括Tx线、与Tx线交叉的Rx线以及在Tx线和Rx线之间形成的耦合电容C11、C12、C13等。其中，Tx线为电容屏的驱动端，发送一定频率的驱动信号；Rx线为接收端，电流转换模块200与电容屏100的接收端Rx连接，Rx线通过耦合电容获取噪音引起的电荷，电流转换模块200对耦合电容的电荷采样，并将采样得到的电荷转换为电流信号，再将电流信号分两路传送至第一混频模块300和第二混频模块400；第一混频模块300和第二混频模块400用于接收电流信号，并将电流信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号。
[0026] 在噪声能量检测过程中，为了使得Rx线仅采集由噪声引起的电荷量，先将驱动端Tx线关闭，也就是说在整个检测过程中，外部输入的
激励信号为零。假设设定待检测噪音的频率为ω，在此也将第一混频模块300和第二混频模块400的工作频率设为ω，并且第一混频模块300和第二混频模块400工作时钟正交。通过设定混频模块的频率为待测噪声频率值，可以使得混频器的输出结果只包含倍频项和直流项，使得计算结果更加准确。
[0027] 如果假设噪声的相位为θ，则可知噪声noise的表达式为：
[0028] noise＝>An*sin(ωt+θ)，其中An为噪音信号幅度。
[0029] 另外，第一混频模块300和第二混频模块400的工作时钟正交，因此可设第一混频模块300(mixer_Iclk)和第二混频模块400(mixer_Qclk)分别如下公式：
[0030] mixer_Iclk＝>sin(ωt)
[0031] mixer_Qclk＝>cos(ωt)
[0032] 其中，上述公式中未将信号幅度示出，仅表达两者信号的正交关系，信号幅度本身并不影响本实施方式的实现。
[0033] 将电流信号分别送入第一混频模块300和第二混频模块400，因电流信号和噪声呈线性关系，因此第一混频模块300和第二混频模块400的输出结果分别如下公式所示：
[0034]
[0035]
[0036] 上述输出结果中包含两倍频项和直流项。进一步地，为了提高检测电路的抗干扰能力，可以采用滤波采样模块对信号进行滤波，滤除倍频信号的干扰。
[0037] 具体地说，如图3所示，在本发明实施方式中，把第一混频模块300输出结果送入第一滤波采样模块310，把第二混频模块400的输出结果送入第二滤波采样模块410，通过第一滤波采样模块310将滤除第一混频模块300输出结果中的两倍频项，获得直流项通过第二滤波采样410模块滤除第二混频模块400输出结果中的两倍频项，获得直流项在一具体实施方法中，可采用低通
滤波器来消除倍频信号。另外，为了方便后续运算处理，滤波采样模块还可以将得到的
模拟信号转换成单通道数字信号，例如通过一个ADC模数转换器将模拟信号转换成数字信号。以上内容仅为方便理解提供的实现细节，并非实施本方案的必须。
[0038] 另外，需要说明的是，第一混频模块300(mixer_Iclk)和第二混频模块400(mixer_Qclk)的信号并不局限于正玄波，同样满足正交关系的方波也可以实现本实施方式的发明目的。
[0039] 对上述第一滤波采样模块310和第二滤波采样模块410的输出信号做平方加的操作，即可得出输出噪声能量值如下公式所示：
[0040]
[0041] 可以看到，通过上述的电路设计，即设定混频模块与待测噪声的相同的频率，另外两路混频模块工作时钟正交，经过滤波处理，最后计算所得结果即为某频率值下的噪声能量值，且和噪声相位无关。也就是说，对于某个频率点的检测，检测大概需要1ms，检测频率的精度可达1kHz,这个精度对于触控系统来说足够，且所需时间较现有技术少很多，如果统计需要扫描5个频率点，也就是说仅需5ms，因此本发明实施方式就可以准确快速的测得某频率下的噪声能量值，且该能量值不受噪声相位的影响。
[0042] 本发明的第二实施方式涉及一种电容屏的噪声检测电路。本实施方式中的检测电路的结构示意图如图4示，具体包括：
[0043] 与Rx线相连的电流转换模块(conveyer)，电流转换模块用于对与Tx线耦合的Rx线接收到的电容Cc的电荷进行采样，并将采样的电荷转换为电流信号Isns；
[0044] 与电压电流转换模块相连的第一混频模块(mixer Iclk)和第二混频模块(mixer Qclk)，混频模块用于将电流信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号；
[0045] 分别与第一混频模块和第二混频模块相连的第一滤波采样模块和第二滤波采样模块。滤波采样模块用于将得到的混合信号转换为单通道数字信号，并滤除单通道数字信号中的倍频信号；第一混频模块和第二混频模块的混合信号经滤波采样模块输出得到同相路输出Iout和正交路输出Qout，其中，总数字信号为经过滤波后的所有单通道数字信号的总和。
[0046] 运算模块接收滤波采用模块(Filter&ADC)的同相路输出Iout和正交路输出Qout，调用平方加的逻辑运算，可以计算算得到最后的噪声能量结果。
[0047] 进一步地，本发明第一实施例中的电流转换模块一种结构示意图如图5所示，包括：跨导放大器、第一偏置电路、第二偏置电路、第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、和第三NMOS管；跨导放大器的同相输入端连接电容屏的接收端，跨导放大器的反相输入端连接基准电压；第一偏置电路的负极连接跨导放大器的输出端，第一偏置电路的正极连接第一PMOS管的栅极；第一PMOS管的源极连接供电电压，第一PMOS管的漏极反馈连接至跨导放大器的同相输入端；第二偏置电路的正极连接跨导放大器的输出端，第二偏置电路的负极连接第一NMOS管的栅极；第一NMOS管的漏极反馈连接至跨导放大器的同相输入端，第一NMOS管的源极接地；第二PMOS管的栅极连接第一PMOS管的栅极，第二PMOS管的源极连接供电电压，第二PMOS管的漏极相连并连接至第一混频器；第二NMOS管的栅极连接第一NMOS管的栅极，第二NMOS管的漏极连接至第一混频器，第二NMOS管的源极接地；第三PMOS管的栅极连接第一PMOS管的栅极，第三PMOS管的源极连接供电电压，第三PMOS管的漏极相连并连接至第二混频器；第三NMOS管的栅极连接第一NMOS管的栅极，第三NMOS管的漏极连接至第二混频器，第三NMOS管的源极接地。
[0048] 电流转换模块的原理如下：Vref固定在某个直流电压上，A1代表一个跨导放大器，跨导放大器为电路中的基本模块，在此并未具体画出，但并不影响对本发明实施方式的描述。A1与Mp1、MP2、MP3、MN3、MN4、MN5构成一个二级运放结构，通过虚短概念我们知道反馈电压将始终等于基准电压Vref。运放的输入端作为高阻并不会吸收和产生任何电流，噪声信号Vnoise通过耦合电容产生的电流I(s)
[0049] I(s)＝Vnoise(s)*s*Cs
[0050] 式中，s代表拉普拉斯算子。
[0051] 其中，电流I(s)全部由运放的输出级Mp2和MN4提供。根据电路中常规的镜像技术，Mp3按比例复制Mp2的电流，MN5按比例复制MN4的电流，因此MN4与Mp2的电流Iout1、MN5与Mp3的电流Iout2即是I(s)的比例复制。这样电压电流转换模块完成了噪音与待测电容Cc的乘积的转换，转变成对应电流值，同时，如果等比例缩小噪声信号，则可以降低功耗，并方便后续混频模块的处理。
[0052] 进一步地，滤波采样模块的结构示意图如图6所示，包括与混频模块的输出端连接的Sigma delta
调制器以及与Sigma delta调制器的输出端连接的
数字滤波器Digital Filter，数字滤波器连接运算模块；
[0053] Sigma delta调制器用于将混频模块输出的混合模拟信号转换为单通道数字信号；数字滤波器用于对转换后的单通道数字信号进行滤波，并将滤波后的单通道数字
信号传输至运算模块。
[0054] Sigma delta调制器具体为二阶连续态Sigma delta调制器，具体由两个跨导放大器A1、A2、两个数/模转换器DAC1和DAC2、一个比较器COMP组成。
[0055] 混频模块的一输出端连接A1的同相输入端，混频模块的另一输出端连接A1的反相输入端。
[0056] A1的同相输出级通过一
电阻连接A2的反相输入端，A1的反相输出级通过一电阻连接A2的同相输入端；A2的同相输出级连接COMP的同相输入端，A2的反相输出级连接COMP的反相输入端；COMP的输出级连接数字滤波器。
[0057] 其中，A1和A2的同相输入端和同相输出级之间分别连接一电容，A1和A2的反相输入端和反相输出级之间也分别连接一电容。DAC1的输入端分别连接A1的输入端，DAC1的输出端连接至数字滤波器；DAC2的输入端分别连接A2的输入端，DAC2的输出端连接至数字滤波器。
[0058] 与现有技术相比，本发明实施方式中提供了一种电容屏的噪声检测电路，其电流转换模块可以等比例地缩小输入的噪声值，降低后级功耗和处理难度，便于获取和转换噪声能量到合理范围，以便于后续ADC的检测，同时利用该装置的等比例缩小功能，可以检测更大范围的噪声能量。且该电流转换模块采用二阶连续态Sigma delta调制器对信号进行滤波，滤除倍频信号的干扰，进一步提高了检测电路的抗干扰能力，使其既具备低通滤波作用，输出低采样率高精度的数字信号。
[0059] 本发明的第三实施方式还提供了一种噪声检测方法，如图7所示，应用于上述任一实施方式的
触摸屏。触摸屏包括Tx线、与Tx线交叉的Rx线以及在Tx线和Rx线之间形成的电容。该噪声检测方法具体包括：
[0060] 步骤101：对噪声进行采样，将噪声的采样结果转换为电流信号。
[0061] 具体地说，Tx线为电容屏的驱动端，发送一定频率的驱动信号；Rx线为接收端，电流转换模块与电容屏的接收端Rx连接，Rx线通过耦合电容获取噪音引起的电荷，电流转换模块对耦合电容的电荷采样，并将采样得到的电荷转换为电流信号。
[0062] 步骤102：分两路分别与第一频率和第二频率进行混频，得到两路混频结果。
[0063] 具体地说，通过电流转换模块获得的电流信号分两路传送至第一混频模块和第二混频模块，其中，第一混频模块和第二混频模块的混频频率分别为第一频率和第二频率；第一混频模块和第二混频模块接收电流转换模块的电流信号，并将电流信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号。
[0064] 步骤103：根据所述两路混频结果，计算得到噪声能量值。
[0065] 运算模块接收两路混频结果，该两路混频信号为包含直流信号和倍频信号的混合信号。进一步地，为了滤除倍频信号的干扰，可以采用滤波采样模块对信号进行滤波，进而提高检测电路的抗干扰能力。最后运算模块根据过滤后的第一混频模块和第二混频模块的混频结果，计算得到噪音能量值。
[0066] 具体的计算噪音能量值大小的原理见第一实施方式，在此不进行赘述。
[0067] 通过上述的噪声检测方法，通过对噪声进行采样，将所述噪声的采样结果转换为电流信号，分两路分别与第一频率和第二频率进行混频，得到两路混频结果，根据所述两路混频结果，计算得到噪声能量值；其中，所述第一频率与所述第二频率的频率值相同，且第一频率信号与第二频率信号时钟正交。也就是说，某频率下的噪声通过本发明的噪声检测电路后噪声能量被准确快速获取，且不受噪声相位的影响，另外，本发明利用电流转换模块可以等比例的缩小检测信号，因而可以支持更大范围噪声检测。
[0068] 本发明的第四实施方式还提供了一种移送终端，其结构示意图如图8所示：包括至少一个处理器401；以及，与至少一个处理器401通信连接的
存储器402；其中，存储器402存储有可被至少一个处理器401执行的指令，指令被至少一个处理器401执行，以使至少一个处理器201能够执行上述的噪声检测方法。
[0069] 其中，存储器402和处理器401采用总线方式连接，总线可以包括任意数量的互联的总线和桥，总线将一个或多个处理器和存储器402的各种电路连接在一起。总线还可以将诸如
外围设备、稳压器和功率管理电路等之类的各种其他电路连接在一起，这些都是本领域所公知的，因此，本文不再对其进行进一步描述。总线
接口在总线和收发机之间提供接口。收发机可以是一个元件，也可以是多个元件，比如多个接收器和发送器，提供用于在传输介质上与各种其他装置通信的单元。经处理器处理的数据通过天线在无线介质上进行传输，进一步，天线还接收数据并将数据传送给处理器401。
[0070] 处理器401负责管理总线和通常的处理，还可以提供各种功能，包括定时，外围接口，电压调节、电源管理以及其他控制功能。而存储器402可以被用于存储处理器在执行操作时所使用的数据。
[0071] 上面各种方法的步骤划分，只是为了描述清楚，实现时可以合并为一个步骤或者对某些步骤进行拆分，分解为多个步骤，只要包括相同的逻辑关系，都在本
专利的保护范围内；对
算法中或者流程中添加无关紧要的修改或者引入无关紧要的设计，但不改变其算法和流程的核心设计都在该专利的保护范围内。
[0072] 本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。
