技术领域
[0001] 本
发明涉及
电子电路领域，具体涉及一种多电源并联输入电路。
背景技术
[0002] 在现有的电子设备中，为了提高
电池容量以及可靠性采用多个电池包并联向系统供电。有直接采用多个电池包进行并联的应用，这样虽然提高了
电池组的容量，但是如果某一个电池发生故障甚至
短路时将影响整个系统的工作，不能实现各个电池包之间的有效隔离。也有采用两个电池切换的供电方案，但并不能真正实现两个电池的并联使用，即让两个电池同时向系统提供
电能。
[0003] 在多电池包并联供电系统中为了避免电池包之间的相互影响采用
二极管进行隔离处理，具体应用如图1、图2所示。其中BT1为电池包，D1为
肖特基二极管，通过将电池包BT1的正极与肖特基二极管D1的负极
串联，肖特基二极管D1的正极与并联总线VCC-Bus相连。电池包BT2、肖特基二极管D2以及电池包BTn、肖特基二极管Dn的连接方式与电池包BT1、肖特基二极管D1的连接方式一样，这样构成了整个电池包并联系统。当某个电池包的
电压较高时优先
输出电压，同时由于肖特基二极管的反向截止作用可以避免电池包之间相互充电。虽然此种方式可以实现电池包之间的有效隔离，但是却引入了一个的新的问题，那就是功率损耗以及导通压降。
[0004] 如果使用肖特基二极管MBR540，当通过
电流为3A时，其正向导通压降约为0.5V左右。此时仅隔离这个环节功率损耗就高达1.5W；如果输出电流为10A时，导通压降仍为0.5V，则至少产生5W以上的功率损耗。这样大的损耗不仅降低了电池的利用率，同时也让
散热设计相当困难。由于肖特基二极管存在一定的导通压降，严重降低了电能的释放。
发明内容
[0005] 为克服上述
缺陷，本发明的目的即在于提供一种多电源并联输入电路。
[0006] 本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：
[0007] 本发明是一种多电源并联输入电路，包括：两条或以上电源输入支路，所述电源输入支路之间相互并联，并接入并联总线；
[0008] 所述电源输入支路包括：输入电源以及与该输入电源相接的并联电路，所述并联电路与该并联总线相接，且每个并联电路均接地；
[0009] 所述并联电路包括：
开关电路、电流取样电路、控制电路、系统电源和驱动电路，所述开关电路与并联总线和输入电源相接，所述开关电路与并联总线之间接有电流取样电路，所述电流取样电路用于采集输入电源所输出的电流值，并将该电流值输送至控制电路，所述控制电路根据该电流值向驱动电路发送驱动
信号，所述驱动电路根据该驱动信号控制所述开关电路的开关，所述系统电源设置于控制电路与并联总线之间，其用于从并联总线中获取工作电压，并利用该工作电压为所述控制电路进行供电。本发明利用并联电路对肖特基二极管进行了替换，减少了因肖特基二极管的自身特性而造成的功率损耗。
[0010] 进一步，所述输入电源包括：电池和/或市电输入电路；所述市电输入电路包括：市电接入端，以及与该市电接入端相接的交直流转换器，所述交直流转换器与并联电路相接；所述电池的正极与并联电路相接，所述电池的负极接地。
[0011] 进一步，所述控制电路包括：第一
阈值比较单元和第二阈值比较单元，所述控制电路将电流取样电路所发送的电流值与第一、第二阈值比较单元中的第一、第二阈值进行比较，当该电流值小于第一阈值时，向驱动电路发送关闭开关电路的驱动信号，当该电流值大于第二阈值时，向驱动电路发送开启开关电路的驱动信号。
[0012] 进一步，所述开关电路由第一开关管和第一上拉
电阻构成；所述电流取样电路由电流取样电阻和
差分放大器构成；所述驱动电路由第二开关管和放电电阻构成；
[0013] 所述输入电源连接至第一开关管的漏极，所述第一上拉电阻连接于第一开关管的源极与栅极之间，第一开关管的源极与电流取样电阻的一端串联，电流取样电阻另一端连接至并联总线；第二开关管的漏极连接至第一开关管的栅极，第二开关管的源极直接接地，第二开关管的栅极与地线之间连接一个放电电阻；
差分放大器对电流取样电阻两端的电流进行
采样，差分放大器所采集到的电流采样结果输出到控制电路中，控制电路对输入电流值进行判定从而输出驱动信号到驱动电路。
[0014] 作为一种改进，所述系统电源由低压差线性稳压器和基准源构成，[0015] 所述低压差线性稳压器与并联总线连接，用于将从并联总线上接收到的电压进行降压；
[0016] 所述基准源与所述低压差线性稳压器连接，用于将降压后的电压进行再次降低得到两路不同的电压基准源，并将该两路电压基准源发送至控制电路。
[0017] 进一步，所述控制电路由第一阈值比较单元和第二阈值比较单元和RS触发器构成，所述第一、第二阈值比较单元分别为：第一比较器、第二比较器；
[0018] 所述差分放大器所输出的电流采样结果分别输入到第一、第二比较器中；所述基准源将一路电压基准源输入至第一比较器中，将另一路电压基准源输入至第二比较器中，第一、第二比较器的输出端分别通过第二、第三上拉电阻接入RS触发器，所述RS触发器的输出端与驱动电路相接，所述RS触发器由两个或非
门构成。
[0019] 作为另一种改进，所述控制电路由微
控制器和电平转换器构成，所述
微控制器分别与电流取样电路和系统电源连接，所述第一、第二阈值比较单元设置于微控制器中，所述微控制器用于将电流取样电路所采集的电流值与第一、第二阈值进行比较，并根据比较结果输出相应的电平值；所述电平转换器将微控制器所输出的电平值进行处理得到驱动信号，并发送至驱动电路。
[0020] 进一步，所述第一开关管为：P
沟道金属
氧化物场效应管。
[0021] 本发明实现了多个并联电源之间相互隔离的同时，具有较低的导通压降以及功率损失，减少了电路自身的发热量，从而降低系统散热设计的难度；并且由于每一个电源的隔离是独立设计的，可以进行
热插拔，且当一个电源出现故障甚至短路时，也不影响其他电源的正常使用，适用性强。
附图说明
[0022] 为了易于说明，本发明由下述的较佳
实施例及附图作详细描述。
[0023] 图1为
现有技术的一种实施方式的电路原理图；
[0024] 图2为现有技术的另一种实施方式的电路原理图；
[0025] 图3为本发明中的并联电路原理图；
[0026] 图4为本发明的电路结构图图；
[0027] 图5为本发明一种实施方式的电路原理图；
[0028] 图6为本发明另一种实施方式的电路原理图；
[0029] 图7为本发明一种实施方式的电路结构图；
[0030] 图8为本发明另一种实施方式的电路结构图；
[0031] 图9为本发明的并联电路中电流特性示意图。
具体实施方式
[0032] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0033] 请参阅图3至图9，本发明是一种多电源并联输入电路，包括：两条或以上电源输入支路，所述电源输入支路之间相互并联，并接入并联总线VCC-Bus；
[0034] 所述电源输入支路包括：输入电源以及与该输入电源相接的并联电路301，所述并联电路301与该并联总线VCC-Bus相接，且每个并联电路301均接地；
[0035] 所述并联电路301包括：开关电路302、电流取样电路304、控制电路305、系统电源306和驱动电路303，所述开关电路302与并联总线VCC-Bus和输入电源相接，所述开关电路
302与并联总线VCC-Bus之间接有电流取样电路304，所述电流取样电路304用于采集输入电源所输出的电流值，并将该电流值输送至控制电路305，所述控制电路305根据该电流值向驱动电路303发送驱动信号，所述驱动电路303根据该驱动信号控制所述开关电路302的开关，所述系统电源306设置于控制电路305与并联总线VCC-Bus之间，其用于从并联总线VCC-Bus中获取工作电压，并利用该工作电压为所述控制电路305进行供电。
[0036] 进一步，所述输入电源包括：电池和/或市电输入电路；所述市电输入电路包括：市电接入端，以及与该市电接入端相接的交直流转换器501，所述交直流转换器与并联电路301相接；所述电池BT1的正极与并联电路301相接，所述电池的负极接地。本发明能应用于多个电池之间的并联供电，也可以应用于市电与电池之间的并联供电。在本发明中由于所有并联电池之间相互隔离，如果有电池出现故障甚至短路也不影响其他电池包的正常使用。
[0037] 进一步，所述控制电路305包括：第一阈值比较单元和第二阈值比较单元，所述控制电路305将电流取样电路304所发送的电流值与第一、第二阈值比较单元中的第一阈值Io1、第二阈值Io2进行比较，当该电流值小于第一阈值Io1时，向驱动电路303发送关闭开关电路302的驱动信号，当该电流值大于第二阈值Io2时，向驱动电路303发送开启开关电路302的驱动信号。为了避免在某个电流点附近并联电路反复地进行切换，同时也为了提高系统抗干扰的能
力， Io1与Io2应该有一定的滞回。其中Io1为当电池包的输出电流小于此值时并联电路关闭；I o2为当电池包的输出电流大于此值时并联电路开启。
[0038] 进一步，所述开关电路302由第一开关管Q1和第一上拉电阻R1构成；所述电流取样电路304由电流取样电阻R2和差分放大器U1构成；所述驱动电路303由第二开关管Q2和放电电阻R3构成；
[0039] 所述输入电源连接至第一开关管Q1的漏极，所述第一上拉电阻R1连接于第一开关管Q1的源极与栅极之间，第一开关管Q1的源极与电流取样电阻R2的一端串联，电流取样电阻R2另一端连接至并联总线VCC-Bus；第二开关管Q2的漏极连接至第一开关管Q1的栅极，第二开关管Q2的源极直接接地，第二开关管Q2的栅极与地线之间连接一个放电电阻R3；差分放大器U1对电流取样电阻R2两端的电流进行采样，差分放大器U1所采集到的电流采样结果输出到控制电路305中。控制电路305对输入电流值进行判定从而输出驱动信号EN到驱动电路303。通过电流取样电路304对电池包BT1的输出电流Io进行取样，再将取样电流送到控制电路305中进行判定，当输出电流Io大于Io2时开启开关电路302以降低导通损耗，当输出电流小于 Io1时关闭开关管701。关闭开关电路302后利用第一开关管Q1的
体二极管向并联总线VCC-Bus提供电能，此体二极管也可以防止出现电流Io的反向流动，即防止电池之间相互充电，实现电池包之间的有效隔离。该并联电路主要通过对输出电流Io进行检测，从而来决定开启与关断第一开关管Q1。当电池包BT1的输出电流Io大于Io2时，控制电路305的驱动信号EN将输出高电平V1，从而开启第二开关管Q2，即将第一开关管Q1的栅极拉至电池包BT1的负极端。由于第一开关管Q1为P沟道的MOS管，所以第一开关管Q1完全导通。当电池BT1的输出电流Io小于Io1时，控制电路305的驱动信号EN将输出低电平0V，从而关闭第二开关管Q2，即将第一开关管Q1的栅极与电池BT1的负极断开连接。由于第一开关管Q1的栅极与源极有一第一上拉电阻R1相连，所以第一开关管Q1的栅极电压便与源极电压一致。由于第一开关管Q1为P沟道的MOS管，所以第一开关管Q1截止。
[0040] 作为一种改进，所述系统电源306由低压差线性稳压器（LDO）803和基准源804构成，
[0041] 所述低压差线性稳压器（LDO）803与并联总线VCC-Bus连接，用于将从并联总线VCC-Bus上接收到的电压进行降压；
[0042] 所述基准源804与所述低压差线性稳压器803连接，用于将降压后的电压进行再次降低得到两路不同的电压基准源Vref_1、Vref_2，其中Vref_1用于控制电路305中RS触发器的置0比较，其中Vref_2用于控制电路305中RS触发器的置1比较，并将该两路电压基准源发送至控制电路305。
[0043] 进一步，所述控制电路305由第一阈值比较单元和第二阈值比较单元和RS触发器构成，所述第一、第二阈值比较单元分别为：第一比较器、第二比较器；
[0044] 所述差分放大器U1所输出的电流采样结果分别输入到第一、第二比较器中；所述基准源将一路电压基准源输入至第一比较器中，将另一路电压基准源输入至第二比较器中，第一、第二比较器的输出端分别通过第二、第三上拉电阻接入RS触发器，所述RS触发器的输出端与驱动电路303相接，所述RS触发器由两个或非门构成。
[0045] 其具体工作原理为：当并联总线VCC-Bus低于电池BT1的电压时，BT1将通过第一开关管Q1的体二极管向VCC-Bus放电，通过电流取样电阻R2对输出电流Io进行检测，此电流在电流取样电阻R2上产生的电压降再经差分放大器U1放大A倍后，其中A为差分放大器U1的放大倍数，如果此值大于第二比较器U3的参考电压Vref_2，将使得第二比较器U3输出高电平从而触发由或非门构成的RS触发器置位，即RS触发器输出使能信号EN为V1。电压为V1的使能信号EN引发由第二开关管Q2构成的N-MOSFET驱动电路工作，即第二开关管Q2导通。此时将拉低第一开关管Q1的栅极，从而使得第一开关管Q1开通并得到极低的导通电阻。
[0046] 当总线电压VCC-Bus逐渐接近于电池BT1的电压时，通过电流取样电阻R2的电流值会逐渐减小，如果此值经差分放大器U1放大A倍后小于第一比较器U2的参考电压Vref_1，将使得第一比较器U2输出高电平从而使RS触发器置零，即RS触发器输出使能信号EN为0V。0V的EN使能信号引发第二开关管Q2关闭，由于第一上拉电阻R1的上拉作用，使得第一开关管Q1关闭，即BT1通过第一开关管Q1的体二极管向并联总线VCC-Bus提供电能。如果并联总线VCC-Bus继续升高以致超过BT1的电压，由于体二极管发生反偏，所以BT1不再向并联总线VCC-Bus提供电能。与此同时，并联总线VCC-Bus也不能向电池包BT1提供电能。通过此种设计使电池包BT1得到了很好地保护，同时又能使每个电池包尽其所能地为并联总线VCC-Bus提供电能，即使并联系统中有一个电池包发生故障，甚至短路也不会影响到其他并联电池包的正常使用。
[0047] 作为另一种改进，所述控制电路305由微控制器和电平转换器构成，所述微控制器分别与电流取样电路304和系统电源306连接，所述第一、第二阈值比较单元设置于微控制器中，所述微控制器用于将电流取样电路304所采集的电流值与第一、第二阈值进行比较，并根据比较结果输出相应的电平值；所述电平转换器将微控制器所输出的电平值进行处理得到驱动信号，并发送至驱动电路303。
[0048] 进一步，所述第一开关管Q1为：P沟道金属氧化物场效应管（P-MOSFET），其开启时的正向导通压降为Io*RDS，其中Io为电池包的输出电流，RDS为P-MOSFET的导通电阻，P-MOSFET的功率损耗约为Io2*RDS。以目前
半导体器件的工艺
水平，可以将功率P-MOSFET的导通电阻做的相当低，30V左右的耐压时导通电阻可以达到3-5mΩ以下。如果按3mΩ电阻导通来计算，3A输出时，此处损耗功率约为27mW，而与之对应的肖特基二极管MBR540却会产生0.5V的压降，其损耗约为1.5W，P-MOSFET的功率损耗为二极管隔离损耗的1/55。二极管的损耗与输出电流成正比，如果二极管输出更大的电流时将会更加严重的功率损耗。P-MOSFET的损耗与输出电流成平方关系，由于其导通电阻较小，在电流不是相当大的条件下损耗是比较小的。当然为了进一步降低损耗可以并联多个MOSFET来降低其导通电阻，同时随着半导体工艺的逐渐发展P-MOSFET的导通电阻也会逐渐降低，从而更大程度地降低此处的功率损耗。
[0049] 其具体的实施方式为：通过差分放大器U1
对流经电流取样电阻R2两端的电流Io进行采样，送到控制电路305中进行判定处理。如果采样电流Io大于Io2时，微控制器905的输出端将输出高电平，经过电平转换904处理后（主要用于隔离与转换）得到使能驱动信号EN，此驱动信号EN将开启第二开关管Q2。由于第二开关管Q2的开启，使得第一开关管Q1的栅极被拉低，从而使得第一开关管Q1导通并得到极低的开通损耗。如果通过AD得到的采样电流小于Io1，微控制器905的输出端将输出低电平，经过电平转换904处理后将关闭开关管Q2，即BT1通过第一开关管Q1的体二极管向并联总线VCC-Bus提供电能。如果并联总线VCC-Bus继续升高以致超过BT1的电压，由于体二极管发生反偏，BT1不再向并联总线VCC-Bus提供电能。与此同时，并联总线VCC-Bus也不能向电池包BT1提供电能。如同基于模拟与数字电路的实施方式一样，通过此种设计使电池包得到了很好地保护，同时又能使每个电池包尽其所能地为并联总线VCC-Bus提供电能，即使并联系统中有一个电池包发生故障，甚至短路也不会影响到其他并联电池包的正常使用。
[0050] 由于引入微控制器，在
软件上可以更加灵活地对并联电路的开启电流Io2与关闭电流Io1进行设定。
[0051] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何
修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
