易位调制系统、方法和设备
阅读：925发布：2024-02-19
专利汇可以提供易位调制系统、方法和设备专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了用于发送、接收并解调易位调制 信号 ，用于增加限定通信信道的信息带宽并用于根据输入 控制信号 延 时移 位 输入信号 的系统、方法和设备。这样一种增加限定通信信道的信息带宽的方法包括接收具有第一载波信号 频率 的第一调制信号；接收具有第二载波信号频率的第二调制信号，第二调制信号用独立于调制第一载波信号的信息进行调制，第二载波信息频率与第一载波信号频率谐波或次谐波相关；并组合第一信号和第二信号。，下面是易位调制系统、方法和设备专利的具体信息内容。
1.一种提高限定通信信道信息带宽的方法，包括：
接收具有第一载波信号频率的第一调制信号；
接收具有第二载波信号频率的第二调制信号，所述第二调制信号用独立于调制第一载波信号的信息进行调制，第二载波信号频率与第一载波信号频率谐波或次谐波相关，并组合第一信号和第二信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二信号外差于第一载波信号的频率。
3.根据权利要求1或2所述的方法，还包括：
通过发送装置发送组合信号；
通过接收装置接收组合信号；并
使用第一载波信号作为参照从组合信号解调第二调制信号。
4.用于根据输入控制信号延时移位输入信号的时移调制器，包括用电压控制延时改进的全通滤波器。
5.根据权利要求4所述的时移调制器，其中所述全通滤波器包括：
运算放大器，其具有连接在运算放大器输出和运算放大器的反向输入之间的反馈电阻器；
第二电阻器，其具有基本上等于反馈电阻器电阻的电阻；所述第二电阻器连接在运算放大器的反向输入和信号输入之间；和
串联电容和电阻网络，串联电容和电阻网络具有连接至信号输入的第一端、连接至地的第二端和连接到运算放大器的非反向输入的中间节点。
6.根据权利要求5所述的时移调制器，其中通过使用四象限乘法器，用控制信号修正串联电容器或电阻器的值，乘法器输出替换串联电容器和电阻网络的接地连接，其中四象限乘法器的一个输入连接至串联电容器和电阻网络的中间节点，四象限乘法器的第二输入连接至控制信号输入。
7.在固定通信信道内提高通信带宽的方法，包括：
为组合信号添加第二易位调制信号，组合信号包含第一易位调制信号和第一基波载波信号，其中使用第二基波载波信号为组合信号添加第二易位调制信号，第二基波载波信号具有和第一基波载波信号相同的频率，并具有相对于第一基波载波信号90度的相位角。
8. 根据权利要求7所述的提高通信带宽的方法，其特征在于以下的一个或两个特征：
（a）其中信息带宽加倍，而不增加通信信道带宽；和
（b）其中增加易位调制的频谱效率。
9.用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法，包括：
通过单个超声换能器的直接振幅调制，将易位调制添加到超声波通信信号。
10. 用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法，包括：
通过直接振幅调制具有易位调制的基波载波信号分量的第一超声换能器；和直接振幅调制具有易位调制的第三谐波载波信号分量的第二超声换能器，将易位调制添加到超声波通信信号。
11.用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法，包括：
使用宽带宽调制技术通过直接振幅调制单个超声换能器，将易位调制基波载波信号和第三谐波载波信号分量添加到超声波通信信号。
12.用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法，包括：
通过直接角度调制具有易位调制的基波载波信号分量的第一超声换能器，并直接角度调制具有易位调制的第三谐波载波信号分量的第二超声换能器，将易位调制添加到超声波通信信号。
13.用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法，包括：
使用宽带宽调制技术通过直接角度调制单个超声换能器，将易位调制基波载波信号和第三谐波载波信号分量添加到超声波通信信号。
14. 用于提供增加的光信息通信带宽的系统，包括：
光束；和
光调制器，
其中系统配置为用易位调制信号直接调制光束。
15.根据权利要求14所述的系统，其中所述系统配置为用易位调制信号振幅调制光束，或其中所述系统配置为用易位调制信号相位调制光束。
16.用于提供增加的光信息通信带宽的方法，包括：
直接调制具有易位调制基波载波频率分量的第一频率的光束。
17.用于提供增加的光信息通信带宽的方法，包括：
直接调制具有易位调制第三谐波分量信号的第二频率的光束。
易位调制系统、方法和设备
[0001] 本申请是于2013年3月15日提交的、序列号为13/841,889的未决美国申请的继续部分申请。本申请还要求于2013年3月15日提交的序列号为61/798,437、于2013年3月15日提交的序列号为61/794,786、于2013年3月15日提交的序列号为61/798,120、于2013年3月15日提交的序列号为61/794,942和于2013年3月15日提交的序列号为
61/794,642的美国临时申请的优先权；其内容通过引用而并入本文。
61/794,642的美国临时申请的优先权；其内容通过引用而并入本文。
[0003] 现有的携带语音、视频或数据的传输系统都具有由控制频谱利用的国内和国际监管机构施加的带宽限制。载波调制方法已经从原来的振幅调制演化到现在的在不同组合中将两种或更多载波与振幅、频率或相位调制结合的方法。已开发出先进的载波调制方法以最大化贯穿所分配的信道带宽的能量，从而为分配的通信信道提供最大可用信息带宽。
[0004] 一种新的基波载波调制被研制出来并首次获得授权(例如参见Vokac等人的美国专利号4,613,974，其整体并入本文)，其应用了不与共存于同一载波信号的振幅、频率和/或相位调制相干扰的新型的载波调制。
[0005] 易位调制(TM)的概念基于如何在不影响其振幅、频率或相位的情况下添加信息到载波信号的早期概念(参见Vokac等人的美国专利号4,613,974，其整体并入本文)。如下所示，通过产生拐点，信息可以由载波信号传送。该方法不能通过现有的振幅、频率或相位调制的解调器来检测。
[0006] 使用先前的专利的生成方法，产生下面的时域波形，拐点为了清晰而放大。在现实世界的应用中，该拐点是不可见的。
[0007] 产生这类波形的早期方法的不足之处是需要通过调整电路去除的小的振幅变化。例如，图1是根据美国专利号4,613,974教导的现有技术产生的TM调制信号100的示意图。
可以看到，振幅变化误差存在于负峰101和102之间。
可以看到，振幅变化误差存在于负峰101和102之间。
[0009] 本发明公开的实施方案提供了用于发送和接收并解调易位调制信号、用于增加限定的通信信道信息带宽并用于根据输入控制信号延时移位输入信号的系统、方法和设备。在一实施方案中，提供了增加限定的通信信道的信息带宽的方法，其包括以下步骤：接收具有第一载波信号频率的第一调制信号；接收具有第二载波信号频率的第二调制信号，该第二调制信号用独立于调制第一载波信号的信息的信息进行调制，该第二载波信号频率与第一载波信号频率谐波或次谐波地相关；并且组合第一信号和第二信号。
[0011] 在另一实施方案中，提供了在固定的通信信道内增加通信带宽的方法，其包括以下步骤：将第二易位调制信号添加到一个组合信号，该组合信号包含第一易位调制信号和第一基波载波信号，其中使用与第一基波载波信号频率相同且相对于第一基波载波信号具有90度相位角的第二基波载波信号将第二易位调制信号添加到组合信号。
[0013] 在另一实施方案中，提供了用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法，其包括以下步骤：通过用易位调制的基波载波信号分量直接振幅调制第一超声换能器；和用易位调制的第三谐波载波信号分量直接振幅调制第二超声换能器，将易位调制添加到超声波通信信号。
[0014] 在另一实施方案中，提供了用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法，其包括下列步骤：使用宽带宽调制技术，通过直接振幅调制单个超声换能器，将易位调制基波载波信号和第三谐波载波信号分量添加到超声波通信信号。
[0015] 在另一实施方案中，提供了用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法。其包括以下步骤：通过用易位调制的基波载波信号分量直接角度调制第一超声换能器和用易位调制的第三谐波载波信号分量直接角度调制第二超声换能器，将易位调制添加到超声波通信信号。
[0016] 在另一实施方案中，提供了用于提供增加的超声波通信信息带宽的方法。其包括以下步骤：使用宽带宽调制技术，通过直接角度调制单个超声换能器，将易位调制基波载波信号和第三谐波载波信号分量添加到超声波通信信号。
[0017] 在又一实施方案中，提供了用于提供增加的光信息通信带宽的系统。该系统包括光束和光调制器。该系统配置为用易位调制信号直接调制光束。
[0018] 在另一实施方案中，提供了用于提供增加的光信息通信带宽的方法，其包括步骤：用易位调制基波载波频率分量直接调制第一频率的光束。
[0019] 在又一实施方案中，提供了用于提供增加的光信息通信带宽的方法，其包括步骤：用易位调制第三谐波分量信号直接调制第二频率的光束。
[0020] 对于本发明技术人员而言，根据以下附图及详细说明，本发明的其他系统、方法、特征和优点将是或将变得显而易见。意图在于，所有这些附加系统、方法、特征和优点都包含在本说明书内、包含在本发明的范围内并且受所附权利要求保护。
[0021] 本发明的许多方面可以参照以下附图更好的理解。附图中的部件无须按比例绘制，而是将重点放在清楚地说明本发明的原理。此外，在附图中，相同的附图标记代表若干视图中的对应部分。
[0022] 图1是根据现有技术产生的TM调制信号示意图。
[0023] 图2是说明根据本发明的第一示例性实施方案调制载波信号的方法的流程图。
[0024] 图3是根据本发明一个实施方案的四分之一周期时产生信号的示意图。
[0025] 图4是根据本发明一个实施方案的图3中所示信号四分之一周期求和之后的示意图。
[0026] 图5是可通过本发明提供的实施方案用以产生图4所示信号的输入调制信号的示意图。
[0027] 图6是说明图4所示信号频谱的曲线图。
[0028] 图7是根据本发明提供的一个实施方案，说明图6所示信号的第三谐波分量和第二谐波外差产生的频谱曲线图。
[0029] 图8是可应用于本发明提供的实施方案中的滤波器示意图。
[0032] 图10是说明根据本发明提供的实施方案的用于解调信号的子周期校准系统的框图。
[0033] 图11是说明根据本发明提供的实施方案的用于解调信号的第三谐波相位检测系统的框图。
[0034] 图12是说明根据本发明提供的实施方案的用于解调信号的基于快速傅里叶变换的系统的框图。
[0035] 图13是说明根据本发明提供的实施方案的用于产生和发送由已添加到现有信号的TM信号构成的信号的TM发射器的框图。
[0036] 图14是说明根据本发明提供的实施方案的示例性执行TM发射器载波信号产生部分的框图。
[0037] 图15是说明根据本发明提供的实施方案的示例性执行TM发射器TM调制信号处理部分的框图。
[0038] 图16是说明根据本发明提供的实施方案的用于接受具有已添加到现有信号的TM信号的信号并提取和解调TM信号的TM接收器的框图。
[0039] 图17是说明根据本发明提供的实施方案的示例性执行TM接收器的载波信号和谐波回收部分的框图。
[0040] 图18是说明根据本发明提供的实施方案的示例性执行TM接收器TM分离和解调部分的框图。
[0041] 图19是说明根据本发明提供的实施方案的基于分离器延时功能的滤波电路的频率响应行为的图形。
[0042] 本发明的许多实施方案可采取计算机可执行指令的形式，包括由可编程计算机或微处理器所执行的算法。然而，本发明也可以利用其他计算机系统配置实现。本发明的某些方面可以在专用计算机或数据处理器中实施，所述专用计算机或数据处理器被具体的编程、配置或构造，以执行下述的一个或多个方法或算法。
[0043] 下述本发明的各方面可存储或分布在计算机可读介质中，包括磁和光可读和可移除的计算机盘、固定磁盘、软盘驱动器、光盘驱动器、磁光盘驱动器、磁带、硬盘驱动器(HDD)、固态驱动器(SSD)、微型闪存或非易失性存储器，以及电子分布在包括云的网络上。特别是本发明各方面的数据结构和数据传输也包括在本发明的范围之内。
[0044] 图2是流程图200，说明了根据本发明第一示例性实施方案的调制载波信号的方法。应当指出，流程图中任何过程描述或方框应该理解为代表模块、段、部分代码或步骤，包括在该过程中用于实现特定逻辑功能的一个或多个指令，并且替代实现过程包括在本发明的范围内，其中功能可不按所示或所讨论的顺序执行，包括实质上同时以相反的顺序执行，这取决于涉及的功能，对本发明领域的技术人员而言，这是可以理解的。该方法解决了现有技术中振幅变化的问题(例如，如上图1中所示)，并且可在硬件或软件或其任意组合中实现。如图2所示的方法，其可被称为“四分之一周期装配”(QC)方法，可包括查表(LUT)210作为得到结果的快速方法，否则可利用数学函数来产生，而无需连续执行数学。该QC方法是基于时域的。
[0045] 参照图3，来自图2中所示方法的调制输出信号300包括四个对于每个完整信号周期的不同的四分之一周期段。图3展示出三个完整周期(例如，周期a、b和c)，其可通过图2所示的四分之一周期方法来输出。每个周期由四个四分之一周期段(例如，301，302，303和304)构成。在四分之一周期段之间显示仅供说明目的的间隙。此外，各拐点的振幅位置(a1、a2、b1、b2、c1、c2)出于说明目的被放大。如图所示，各拐点在相邻的四分之一周期段之间形成。
[0046] 如图3所示，每个周期的“第一个”四分之一(301a、301b和301c)根据施加调制的值可具有不同的振幅。这同样适用于所示每个周期的每个其他四分之一。即每个周期的第二个(302a、302b、302c)、第三个(303a、303b、303c)和第四个(304a、304b、304c)四分之一根据施加调制的值可具有不同的振幅。当周期中“第一个”四分之一(例如，301a、301b、301c)具有低振幅时，相同周期中“第二个”四分之一(例如，302a、302b、302c)具有较高的互补振幅，以使恒定的振幅总是存在于整个周期的负峰值(Pk-)与该周期的正峰值(Pk+)之间。每个周期的“第三个”和“第四个”四分之一也是如此。这导致每个周期正峰值(Pk+)总是相同的。负峰值(Pk-)也是相等的，以消除由于施加的调制值引起的振幅变化。
[0047] 进一步如图3所示，对于一个相应周期，“第一个”(301a、301b、301c)和“第三个”(303a、303b、303c)四分之一具有相同振幅。同样地，对于一个相应周期，“第二个”(302a、302b、302c)和“第四个”(304a、304b、304c)四分之一也具有相同振幅。这样做的目的是使得每个周期曲线下的面积相同，与施加的调制值无关。这确保了每个周期的平均值为零，这避免了在载波信号中由施加的调制值引起的任何“DC”值偏移。
[0048] 然而，应该注意的是，对于一些应用，DC偏移可以接受，并且因此在曲线下可存在不一致的面积，即在各周期中不必对称。在这样的情况下，信息或“符号”可以每个周期两个符号的速率传送，或每个周期可存在两个不同的拐点(例如，一个位于负峰和正峰之间的上升半周期，且另一个位于正峰和负峰之间的下降半周期)。
[0049] 每个四分之一周期可通过恒定的时钟或时间步来产生，因此，从一个周期到下一个周期没有由于施加的调制值引起的频率变化。每个拐点(a1、a2、b1、b2、c1、c2)精确地发生在从一个半周期到下一个半周期的180度分离的角当量处。这确保了没有由于施加的调制值引起的相位变化。
[0050] 通过求和四分之一周期(例如，如图3所示的那些)，如图4所示，得到光滑和连续的波形300。
[0051] 图5说明了TM调制信号500，其用于产生如图4所示的调制信号300。如图4和5所示，每个载波周期有一个TM调制值500。然而，如上指出，每个载波周期可具有两个TM调制值，其中该周期可具有不同的曲线下面积，即在各周期中不必对称，以致于人们可在每个周期上传送两个符号。在这样的情况下，每个载波周期可有两个TM调制值，从而在每个载波周期上表示两个不同的符号(或信息)。这种技术可适用于例如经光纤传输，因为没有其他信号占用传输带宽；然而，DC偏移通常不适合于经其他介质传输。
[0052] 指定为TM调制周期的变量tTMM，是保持TM调制值的时间，并且是载波周期的整数倍。这将表明，在此情况下，最大TM调制频率fTMM是载波频率fC的二分之一。即，调制带宽限定为fC的1/2，众所周知，奈奎斯特速率或用于无频叠信号采样的采样速率的下限是带限信号带宽的两倍。然而，如果每个载波周期存在两个TM调制值，那么最大TM调制频率fTMM等于载波频率fC。包括DC响应的fTMM，没有最小值。
[0053] 再次参考图2，LUT210储存对于每个TM调制值唯一的四分之一周期。对于每个载波周期，有四个四分之一周期(例如，如图3所示)。如果每个TM调制时期有1个数字位(N＝1)的分配，那么将需要仅两个独特的TM调制电平，或两个四分之一周期的两个独特集储存在LUT210中-一个电平标志着逻辑“0”并且第二电平标志着逻辑“1”。如果每个tTMM有两个数字位(N＝2)，那么将有四个潜在的TM调制电平。同样地，如果每个tTMM有三位(N＝3)，那么将有八个TM调制电平，等等。
[0054] LUT210包含2N个不同的四分之一周期波形或4*2N总波形，因为每个完整波形由4个四分之一周期波形构成。每四分之一周期的时间步数或时钟周期数(例如，用于读出LUT210的处理器或CPU时钟)将取决于可容许的波形扰动，其为用于实现该方法的电子可以容许的扰动。在300MHz区域的载波频率处，这可能需要亚纳秒的时间步。低载波频率可能更适合于两个TM方法(例如，本文所述的LUT分支和“数学分支”)并且可被向上外差到载波频率。
[0055] 在方框202中，TM调制信号输入到LUT210。TM调制信号可以是包含任意数量的数字位(例如N比特宽信号)或由任意数量的数字位表示的信号。该LUT210包含可另外地通过数学分支220产生的四分之一周期的值或表达。例如，对于可由行210a(例如，1到N2)表示的每个TM调制值，四分之一周期可与TM调制值关联且在增加的时间的时期(例如，从初始时间到1/4周期)中表示在列210b中储存为坐标数据(例如x、y)。在方框204中，输入载波频率为fC的载波信号。载波信号可能是RF信号，并可作为时钟信号。在方框
206中，做出关于是否使用LUT210或使用数学分支220执行调制的决定。LUT210或数学分支220可用来产生调制的输出信号。如果使用LUT210，与所接收的TM调制值相关的四分之一周期将要从LUT210向模拟栅208输出。
206中，做出关于是否使用LUT210或使用数学分支220执行调制的决定。LUT210或数学分支220可用来产生调制的输出信号。如果使用LUT210，与所接收的TM调制值相关的四分之一周期将要从LUT210向模拟栅208输出。
[0056] 如果使用数学分支220，例如从方框206中选取数学分支210，那么TM调制信号输入到数学方框220。数学方框220基本上输出的四分之一周期波形与接受相同的TM调制值的LUT方框210输出的相同。然而，数学方框220产生每个接收TM调制值的四分之一周期，而不是储存每个TM调制值的相关的四分之一周期值。数学方框220通过180°长度的第一生成余弦段，以载波频率两倍的频率(2fC)，在等效载波频率象限0°-90°、90°-180°、180°-270°和270°-360°产生调制的四分之一周期。因此，这些生成的余弦段以载波频率弥补了四分之一周期段。振幅由0°-90°和180°-270°象限(即，“第一”和“第三”四分之一周期)所接收的TM调制值和90°-180°和270°-360°象限的互补调制值来设置。相关领域的普通技术人员容易理解的是，可在电路和/或软件中实现的任何正弦信号能够使用已知数学关系产生。因此，具有由所接收的TM调制值设置的振幅的数学分支220的余弦段可相应地产生。
[0057] 数学分支220使用具有时钟的处理器执行数学计算来产生四分之一周期段，该时钟是载波频率的更高倍数，从而执行软件代码或驱动基于硬件的波形发生器，其可以是任何已知的波形发生器。很可能数学分支220需要比LUT分支210更高的时钟频率。将LUT210或数学分支220的输出引导到模拟栅208，其将各四分之一周期组装成一个连续信号并将其向前引导到外差方框212。
[0058] 为了传输和外差的目的，频域对本发明各方面提供了深入了解。图6是图4所示TM调制信号300的频谱曲线图，其中fC是载波信号频率，并且2fC、3fC等是载波频率的第二、第三等谐波。信号300在原始点处具有如图6所示的频谱，在一些情况下具有可见的拐点。
[0059] 除了基波载波频率分量610，还有包含相位调制的信号300的第三谐波分量620。TM调制分量仅在第三谐波处，即TM调制分量是第三谐波分量620。没有第二谐波信号。通过在方框214产生第二谐波信号作为本地振荡器并使用混合器电路外差第三谐波分量，将有两个输出频率：(3fc-2fc)和(3fc+2fc)。这在图7中示出。TM调制分量，即第三谐波分量620，将向下移动到基波载波频率(信号710)。外差加法分量，即第五谐波分量730，可在方框214滤出(例如，通过图8所示的滤波器810)，并可被过滤以匹配用于传输的指定通信信道的输出。
[0060] 与已知调制技术相比，正如本发明所提供的，第三谐波是相移的，但该相移是相对于基波载波的，而不是第三谐波。在正常的FM和PM传输中，相移的就是载波本身。TM不会改变基波，并且第三谐波相位仅与基波有关。
[0061] 出于几个原因，区别是很重要的。对于基波载波的每半个周期(即每个TM调制符号)有1.5个未调制的第三谐波周期。当数据变化时(即，当TM调制信号500变化时)，第三谐波仅有一变化。因此，对功率和频谱影响很小，并且我们有对于传统调制透明的另一个原因，在大多数实际应用中，每个TM符号-限于通信信道-像AM和FM广播电台，存在100或更多载波周期，在此期间，第三谐波没有变化(即，调制没有变化)。它相对于基波仅在相位上(在时间上)偏移。
[0062] 当使用第三谐波(例如3fC)时，QC方法的实施需要比载波频率宽三倍或更多倍数的模拟带宽。此外，QC方法需要用于每四分之一周期四个时间步的载波信号频率的16倍的时钟频率。QC可在较低载波信号产生并且向上外差到期望的载波频率。较低载波频率将决定TM调制值的上限频率。
[0063] 图9a和图9b是说明本发明的又一实施方案中直接频谱(DS)生成系统和方法的框图。DS生成方法可以是更简单的实现TM调制。DS方法直接产生边带频谱并将能量添加到在通信信道带宽内存在的任何其他载波。该DS方法是基于频域的。
[0064] 参照图6，现有发射器具有一些形式的复合调制。使用的复合调制的典型类型包括QAM，QPSK，OFDM等。现有调制的边带能量由图6所示的分量610表示。添加TM调制产生第三谐波，并且TM边带能量由分量620表示。需要注意，第二谐波分量可能存在但不包含调制。
[0065] 第二谐波信号具有价值，因为其可用来将TM边带能量620向下移动到基波载波频率610。这通过外差使用混合函数将两个正弦输入信号相乘并且产生减法和加法频率输出来完成。参照图7，阴影线代表从第三谐波720已经转换到基波710和第五谐波730的能量。
[0066] 任选使用第二谐波。本领域已知的锁相环路可以提供稳定的第二谐波。另外，可能存在的非线性可实际地下变频一些边带能量，但并不是稳定或可靠的下变频的方法。
[0068] 利用上述概念，图9a和图9b说明了用于直接频谱生成的两个系统和方法。图9a说明了用于直接频谱生成的基于软件的系统和方法，而图9b说明了用于直接频谱生成的基于硬件的系统和方法。在图9a中，时钟信号910和数字调制信号920输入到微处理器901。在图9b中，载波信号915和模拟调制信号925输入到非线性模拟电路902。根据输入信号，第三谐波边带(例如，TM调制分量620)直接由微处理器901和/或电路902产生。
微处理器901和/或电路902可进一步直接将第三谐波边带620与输入时钟910(图9a)或载波915(图9b)外差以直接在基波频率生成边带能量(例如710)。DS方法依赖整体数学表达的软件生成或执行数学表达的非线性模拟电路。即，微处理器901(图9a)和/或电路902(图9b)利用已知数学关系直接计算和生成基于输入信号的第三谐波边带620。第三谐波边带620然后通过微处理器901和/或非线性模拟电路902外差以将第三谐波边带位移到基波频率。
微处理器901和/或电路902可进一步直接将第三谐波边带620与输入时钟910(图9a)或载波915(图9b)外差以直接在基波频率生成边带能量(例如710)。DS方法依赖整体数学表达的软件生成或执行数学表达的非线性模拟电路。即，微处理器901(图9a)和/或电路902(图9b)利用已知数学关系直接计算和生成基于输入信号的第三谐波边带620。第三谐波边带620然后通过微处理器901和/或非线性模拟电路902外差以将第三谐波边带位移到基波频率。
[0069] 现在将公开用于接收和解调易位调制的系统和方法。图10是说明了用于解调TM调制信号的系统和方法的框图，其可称为“子周期校准”(SCC)。TM调制的SCC解调方法在时域上通过重建波形来运行，例如如QC方法部分中所示(例如，图4的信号300)。
[0070] 在宽带宽环境中，SCC方法增加第三谐波到接收信号1001。锁相环路1010产生精确的并且未调制的第三谐波信号，其在元件1020中与接收信号1001相加或相乘。然后通过正峰检测器1030和/或负峰检测器1040检测每个正或负峰的电压电平，并且使用正或负峰的电压电平以产生具有匹配的负峰和正峰值的参照斜坡(通过参照斜坡发生器1050)。因此，在接收信号1001的每1/2周期，当产生新参照斜坡时，对系统(即，每个峰的出现)进行校准。在载波信号1001的每半个周期重新生成斜坡。通过峰值定时元件1060使用峰值的定时以设定参照斜坡的定时，通过检测器1030和1040检测拐点，并且拐点的定时用于采样通过参照斜坡发生器1050输出的参照斜坡，并且保持采样的斜坡值。该电压是TM调制模拟值，并通过采样和保持元件1070输出，并且可直接使用或可转换为数字。参照斜坡对于负到正载波半周期具有正斜率。在接下来的半个载波周期(即，正到负半周期)，参照斜坡具有负斜率。
[0071] SCC解调系统和方法的优点是，它提供了一种可靠的解调技术。这是因为SCC解调只涉及负峰和正峰的发生，以及这些峰之间的拐点的存在。因此，SCC解调比起其它解调技术更不受噪音引起的误差的影响。
[0072] 图11是说明了根据本发明的另一实施方案的可称为“第三谐波相位检测”(3PD)的解调系统和方法的框图。TM调制的第三谐波相位检测(3PD)解调方法通过重新产生第三谐波分量和解调存在于该分量的相位调制运行。
[0073] 如图11所示，通过锁相环路1110使用所接收的TM调制信号1101以产生稳定的、未调制的基波载波信号，通过减法元件1120从接收信号1101将其减去。通过基波陷波滤波器1130可对来自减法元件1120的输出进行过滤以在基波载波频率过滤掉任何杂散发射。因此剩余的信号是边带能量(例如，TM调制分量)，其驱动第三谐波相位检测器1140。第三谐波相位检测器1140可以是任何已知的或常规的相位检测器。所得的输出1150是TM调制模拟值。
[0074] 图12是说明了根据本发明的另一实施方案的进一步的解调系统和方法的框图。图12所示解调系统和方法是TM调制的快速傅立叶变换(TMFFT)解调方法，并通过边带频谱的分析运行。
[0075] TMFFT方法可提供最简单的硬件实现，但它在信号处理方面也可能是最复杂的。一旦它已经由模数转换器量化，通过FFT函数1210分析TM调制接收信号1201。一旦接收器已经放大信号至适合于转换成数字比特的电平，信号输出到元件1210，其可以是一种处理器，例如计算机CPU或一个更专用的处理器，例如现场可编程门阵列或任何专门设计来计算傅里叶变换的定制集成电路。FFT元件1210的输出是多项数据值，它代表在离散频率下接收的TM信号1201的信号强度。由于它涉及运行的TM模式-每个符号的比特的数量(即，每TM调制周期分配的比特数)和符号率，TM频谱是已知的。
[0076] 符号率等于载波频率除以每符号载波周期数。在说明性的示例中，数学表达为：1MHz载波频率/10载波周期每符号＝100,000个符号每秒。
[0077] 符号的频率为：100,000个符号每秒/2＝50,000符号周期每秒。
[0078] 因此在示例中目的频率是50kHz，即符号周期频率，其是载波频率之上或之下50kHz。更准确的FFT解调过程也将考虑100kHz和150kHz，以包括额外的贝塞尔相关的边带，此时有许多调制电平时，例如6比特每符号或64调制电平。此外，当只有一些载波周期每符号时，更多边带频率减少了解调误差率。在一些接收器中，载波频率外差至用于扩增的中频(IF)或至基带，其将载波频率置为零。
[0079] 50kHz FFT输出值将会有遵循TM调制的值。如果TM调制具有4比特每符号，然后从FFT输出的数值被分成16个电平并且转换到4个二进制比特的转换产生了TM调制值。
[0080] 图13的框图说明了用于产生和发送由TM信号构成的信号的TM发射器1300，TM信号已经添加到现有信号(例如，调制的RF信号)。TM发射器1300包括载波信号产生部分1310和TM调制信号处理部分1320。在图14的框图中示出了载波信号产生部分1310的示范性实施方式，并且在图15的框图中示出了TM调制信号处理部分1320的示范性实施方式。
[0081] 载波信号产生部分1310的作用是获得现有信号1301(其可是调制的或未调制的)的低电平样本(例如，通过定向耦合器1312)，并剥离任何现有的常规调制(例如，AM、FM或任何其它常规调制形式)以获得单一基波频率载波信号(FC-基波载波)。通过带通滤波器级1314可从现有信号1301的样本中剥离现有常规调制，带通滤波器级1314可具有窄带通区域，选择以从频率载波信号中去除常规调制。第二谐波发生器1316产生第二谐波信号(H2-第二谐波)，例如，通过把它自身与FC信号相乘。类似地，第三谐波发生器1318产生第三谐波信号(H3)，例如，通过将FC与H2相乘。应该理解的是，第一和第二谐波发生器1316，1318可以是或包括任何已知的用于产生谐波的方法或电路，包括例如锁相环路。
[0082] 如图14所示，带通滤波器级1314可包括具有非常窄带宽的第一SAW滤波器1313、增益级1315、用于稳定振幅的比较器1317和具有窄带宽的第二SAW滤波器1310。相位调整级1311可包括在载波信号产生部分1310中以相匹配并锁定TM输出基波载波与现有的基波信号(即，FC)。第二和第三谐波发生器可以作为信号乘法器1316、1318实现。
[0083] 如图14和15所示，将TM基波载波和现有信号基波载波标记为相锁定(例如，通过相位调整级1311)。这可通过反馈回路完成，其将TM调制电路放置在大锁相环路内侧，以使TM输出的基波载波信号与在组合器1338中的现有信号的基波载波相匹配。
[0084] 图14所示的电路是重要的，因为它在完全依赖于精准的现有信号频率的频率产生信号。截止频率(off-frequency)信号不操作地影响TM。
[0085] TM调制信号通过TM调制信号处理部分1320来处理。TM调制放置于第三谐波，频率变换为基波(FC)，并且与现有信号1301结合。
[0086] 至TM发射器1300的TM调制信号处理部分1320的TM调制信号输入1302在本质上是模拟的，并且是带宽有限的(例如，通过低通调制奈奎斯特限制滤波器1322)，以创建与通信信道带宽一致的边带能量。然后通过反相优化器1324和TM调制器(或时移调制器)1326来处理TM调制信号。如图15所示，可包括增益级1321，并且反相优化器1324可包括采样和保持功能，以及优化功能。低通滤波器1322、增益级1321和反向优化器1324用于限制TM调制带宽至该通信信道带宽。优化可以经由至反相优化器1324的输入信号的存在或不存在而开启或关闭。
[0087] 第三谐波信号(H3)通过时移第三谐波驱动TM调制器(或时移调制器)1326。这产生了一组贝塞尔函数边带。对于TM解调，只需要一组上边带和下边带。在TM调制处理之前，通过TM调制信号的过滤，相对于第三谐波，这些边带在带宽上受到限制，以匹配通信信道带宽。
[0088] 本发明人已经在模拟中确认，如这里公开的，与相移调制相反，时移调制只产生一对边带。这是由实验中的示波器和频谱分析仪确认的。正如预期，相位调制产生贝塞尔系列的边带。另一方面，时移调制只产生一组上边带和下边带。
[0089] TM调制器(或时移调制器)1326可通过用电压控制延时改进的全通滤波器执行时移调制。控制电压设置有调节的TM调制信号(具有或不具有优化)。时移发生在第三谐波(H3)信号。虽然这里描述的TM调制器1326主要关于时移调制，但是相关领域的技术人员所理解的是，TM调制器1326可类似地是相移调制器。
[0090] 这里描述了可以在TM调制器(或时移调制器)1326中采用的关于延时移位电路、原理和功能的进一步细节。对于单频输入信号，例如正弦波，延时类似于相移。
[0091] 全通滤波器可包括具有反馈电阻器的运算放大器，反馈电阻器从运算放大器输出端与负或反相运算放大器输入端连接，和等值的第二电阻器，其从负或反相运算放大器输入端连接到信号输入，和正或非反相输入端，其连接到一串联电容和电阻网络的中间节点，串联电容和电阻网络一端连接至信号输入端而另一端接地。
[0092] 串联电容或电阻器的值可通过使用四象限乘法器利用控制信号修正，乘法器输出替换了串联R-C网络的接地连接，并且四象限乘法器的一输入连接至串联网络的中间节点，第二输入作为控制信号输入(即，TM调制信号)。
[0093] 根据输入控制信号，输入信号的延时移位可随着时间偏移在相位上产生偏移。
[0094] TM开/关选择器1328可被包括，选择未调制第三谐波(H3)信号(例如，来自第三谐波产生器1318的输出)或TM调制第三谐波信号(例如，来自时移调制器1326的输出)。无论是否使用TM，此功能保留输送到发射天线1340的总功率。
[0095] 在下变频器1330(或图15所示的“外差频率转换”方框1330)中，通过将TM调制的H3信号与第二谐波(H2)信号相乘，对TM调制的H3信号进行下变频。这移位TM调制H3信号的边带能量至FC频率，然后通过带通滤波器1332在FC过滤调制带通。
[0096] 然后，所得基于FC的TM信号经过放大器1334提供常规放大以建立可用的功率电平。放大器1334例如可以是一种RF功率放大器。基于FC的TM信号经过最终带宽限制带通滤波器1338和将TM输出信号添加至现有信号1301的组合器1338。将得到的组合信号连接至发射天线1340用于传输。相位被锁定在TM输出信号和现有信号1301之间。
[0097] 图16是说明了TM接收器1600的框图，其用于接收组合信号1641(例如，已经添加至现有信号的TM信号)，并提取和解调TM信号。
[0098] TM接收器1600获得接收的组合信号，尽可能靠近天线1640或尽可能靠近第一产生的IF(中频)(例如，现有接收器的输出，这在一些通信设备中是很常见的)。
[0099] TM接收器1600包括载波信号和谐波恢复部分1610和TM分离和解调部分1620。载波信号和谐波恢复部分1610的示范性实施例在图17的框图中说明，并且TM分离和解调部分1620的示范性实施例在图18的框图中说明。
[0100] TM接收器1600的载波信号和谐波恢复部分1610包括电路以执行如下：(a)恢复现有基波载波信号(FC)作为未调制信号，(b)产生恢复的基波信号的第二和(c)第三谐波信号。这些都充当本地振荡信号，除了它们准确来自接收的信号。要做到这样的电路类似于用于发射器1300的电路。
[0101] 在载波信号和谐波恢复部分1610中，来自接收天线1640或来自现有接收器(在一些通信设备中常见)的IF(中频)输出的接收信号1641(例如，使TM信号添加至现有信号的组合RF信号)由非常窄的带通滤波级1614进行过滤，以除去任何现有的调制，从而产生纯基波载波信号(FC-基波载波)。FC在第二谐波产生器1616中与自身进行相乘，以产生第二谐波信号(H2)。FC和第二谐波信号(H2)在第三谐波产生器1618中相乘，以产生第三谐波信号(H3)。
[0102] 如图17所示，接收器1600前端可具有AGC(自动增益控制)控制的增益，并且可包括SAW滤波器1613和增益级1615。类似于发射器1300的载波信号产生部分1310，接收器1600的载波信号和谐波恢复部分1610可包括比较器1617和第二SAW滤波器1619。相位调整级1611可包括在载波信号和谐波恢复部分1610中以补偿SAW滤波器相移。第二和第三谐波发生器可以作为信号乘法器1616、1618实现。
[0103] 在TM分离和解调部分1620中，接收信号1641(在由具有AGC控制增益的接收机前端处理之后)由带通滤波器1636进行带通滤波，带通滤波器1636带宽等于通信信道带宽。
[0104] 然后宽带接收信号进入分离和提取过程。第一函数是在接收信号和那个信号的延迟版本之间的差分(由延时放大器1634执行)。延迟等于第三谐波周期的四分之一。延时放大器1634采用基于延时的滤波电路(例如，延迟级1633和差分放大级1635)，其分离接收的TM能量。
[0105] 分离信号(例如，基波频率差分信号)通过乘以(H2)信号在上变频器1630中进行上变频。即，分离信号外差于接收基波信号(FC)的第三谐波的频率。结果是具有TM调制的第三谐波频率信号(在由带通滤波器1632过滤以除去基波乘积项之后)。由于现有的载波调制和传输介质的影响，在这一点上可能有振幅变化。因此，将该信号提供给具有信号共同参照的模拟比较器1650，其产生没有振幅变化的信号。带通滤波器1631的过滤选择具有TM调制的第三谐波载波频率，并且消除其它谐波。
[0106] 来自带通滤波器1632的输出信号不仅被引导至如上所述的模拟比较器1650，而且它也用作至TM信号检测器1628的输入，TM信号检测器1628检测基于相关函数的TM的存在(即，在从带通滤波器1632接收的作为输出的信号和从第三谐波发生器1618接收的作为输出的第三谐波信号(H3)之间的比较或相关)。TM信号检测器1628输出信号来表示TM是否在使用，即，TM信号是否存在于接收信号1641中。
[0107] 提取过程完成从接收信号1641分离和提取TM信号。所提取的信号(例如，从带通滤波器1631的输出)包含TM调制，其与解调TM信息需要的恢复参照第三谐波信号(例如，(H3)来自用作参照的接收现有载波信号)相比是时移的。
[0108] TM解调器1626通过检测第三谐波信号(H3)(作为参照输入接受自第三谐波发生器1618)和具有TM调制的第三谐波信号(作为输入从带通滤波器1631接收)之间的时移解调TM信号。TM解调器1626采用两个信号的乘积作为相关函数可检测输入信号之间的时移。可选地，TM解调器1626可使用异或函数来检测(H3)参照和来自分离和提取过程的TM调制信号之间的计时差异。
[0109] TM分离和解调部分1620可选地可包括反相优化器1624以恢复发射器发送的信号，发射器具有如上所述的反相优化器1324。
[0110] 解调信号经过调制低通滤波器1622以除去任何载波和其它噪声源，从而得到TM调制输出信号1602。
[0111] 图18示出基本的函数集，其用于从组合信号中检索所接收的TM信号。延时微分器或滤波器(即延迟级1633)可有一最佳设定的延迟时间：(.25)/(3*ffc)。从这个值的偏差仅仅降低了分离的TM信号电平，虽然某些值实际上将取消分离的TM信号电平。提取函数仅仅消除了分离信号的振幅变化。
[0112] 基于滤波器电路的图18的分离器函数的时间延迟，如图19所示，具有独特的频率相应行为。在DC、第六谐波等频率有周期性的信号消除，。
[0113] 现有信号接收器不对TM信号边带能量做出响应。将TM添加至现有信号具有减少所接收的现有信号的信噪比(SNR)的效果。同样地，来自现有信号的噪音对接收的TM信号有贡献。
[0114] TM接收器1600依赖于与所接收的基波信号相关的第二和第三谐波信号。由多普勒效应或可变信号路径长度(移动接收器或发射器)所引起的频率位移对TM信号解调没有影响，因为整个过程是参照现有信号频率的。
[0115] 如上所述，关于图13至19，在载波信号上可提供TM调制，其可来自任何现有发射器信号。然后经调制的TM信号可与现有发射器信号(调制或未调制的)结合，从而提高先前限定的通信信道的信息带宽。虽然图13至19特别关于TM信号进行了上述讨论，这并不意味着限制，因为相同的特征和原理可以与任何调制的信号应用。信息可作为不同频率的两个信号之间的时间或相角差传送。
[0116] 因此，提供了通过添加第二载波信号增加任何限定的通信信道的信息带宽的方法，第二载波信号具有谐波地与第一载波信号频率相关的频率，并且用独立于调制第一载波信号信息的信息调制。第二信号和调制边带可外差于第一载波信号的频率，并且调制边带可等于或小于通信信道的带宽。
[0117] 可发送未做任何修正的第一载波信号和第二调制载波信号。
[0118] 第一载波信号可被调制(用任何类型的调制)或未调制，并且第二载波信号可具有时移或角度调制。第二载波信号可具有与第一载波信号的频率有已知关系的频率。类似地，第二载波信号可与第一载波信号有相位角或定时的关系。要传输的信息可导致第二载波信号的时移或角度调制，并且第二载波信号的调制方法可改变与第一载波信号的时间或相角关系。
[0119] 第二载波信号的时移或角度调制产生边带能量，将其频移以占用与第一载波信号的调制(如果有的话)的频率范围相同的或与放置在用于通信的通信信道带宽内的频率范围相同的频率范围。第一载波信号和第二载波信号边带的组合可在通信信道的频率范围内一起传输，并且通过接收装置接收。此外，两个载波信号的组合可没有带宽限制地传输，并且通过接收装置接收。
[0120] 接收装置采用第一载波信号作为用于解调的参照信号可解调第二载波信号的调制信息。
[0121] 本文还提供了正交易位调制方法，或用于添加第二易位调制(TM)信号到现有易位调制信号的方法，从而增加固定通信信道内的信息带宽，超过了如前所述由易位调制提供的信息带宽。
[0122] 在一个实施方式中，通过使用与现有易位调制信号频率相同但在相位上有90度的不同或正交相位的基波载波信号频率，可将第二易位调制信号添加至现有易位调制信号。这保持了易位调制的相互透明属性，其具有常规振幅、频率和相位调制。正交易位调制信号的添加也具有两个易位调制载波之间的相互透明度，并且都具有与现有常规调制信号的透明度。
[0123] 易位调制可用于许多方面，包括，例如用于光通信。本文提供的是将宽带宽易位调制信号直接放置在光频率束上用于提高数据带宽通信的方法。
[0124] 光束由于它们的宽带宽特性而应用。它们通过各种方法来调制。可用各种方式将易位调制放置于用于信息通信的光束上，所以这些都是在本发明的范围能够想到的并且在本发明的范围内。
[0125] 一个这样的示例可以进行如下说明。对于任何调制方法，载波信号是传达信息必需的。易位调制可以使用现有的调制载波信号，用于易位调制载波。如果不存在，易位调制也可以提供载波信号。无论使用现有信号与否，易位调制的载波信号都用于驱动光学调制器。
[0126] 光调制器范围从发光二极管驱动器、激光二极管驱动器到光束调制器，其改变光束的不透明度或相位。本发明提供的是将易位调制的载波信号应用到单一的调制装置的能力。这可以提高使用常规振幅、频率或相位调制的现有信息带宽。
[0127] 目前没有任何其它调制，将发送无限制带宽易位调制信号，其将包括易位调制的第三谐波分量。这以较低的频率放置基波频率分量，其中通常有较少的衰减。易位解调依赖于这个用于参照的分量。较高频率的第三谐波分量具有更宽的带宽，允许最宽的可能的信息调制带宽。
[0128] 在另一个实施方式中，可以采用两个独立的光束，其中较低频率光束是常规调制的(例如，用振幅或相位调制)，并且对于易位调制还用作参照载波。较高频率光束用于易位调制第三谐波分量。
[0129] 使用易位调制的另一种方式是在超声通信，例如用于水下的无线通信。例如，在一个实施方式中，易位调制信号可应用于超声换能器以产生声音信号，并且声音信号可以被接收和解调，以恢复原始的调制信息。调制过程施加近零阻抗驱动，强制换能器在超出换能器的自然谐振频率下运行。
[0131] 可以使用一个易位调制载波频率。两个独立的超声波频率可以用于单独传送基波载波信号分量和第三谐波分量信号。
[0132] 应当强调的是，本发明的上述实施方案，特别是任何“优选”实施方案，仅仅是可能实施的示例，仅仅为了清楚地理解本发明的原理而提出。在基本不脱离本发明的精神和原则下，可对本发明的上述实施方案做出许多变化和修改，所有这些修改和变化都旨在包括于本发明和本发明公开的范围内，并且由如下的权利要求进行保护。
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