基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器
专利汇可以提供基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，包括：电容钳位 电路 ；交错并联Boost结构包括第一电感和第二电感、第一 开关 管和第二开关管、主 二极管 、主电容、输入源和负载，交错并联Boost结构通过第一 节点 、第二节点和第三节点与电容钳位电路相连，以生成三电平方波并接入电容钳位电路，使钳位电容获得两倍于交错并联Boost结构的 输出 电压 的反向电压，并嵌入负载的负端，得到增益为3/(1‑D)的升压变换器拓扑。该变换器可以将电容钳位电路工作时产生的钳位电容有机融合于交错并联Boost结构中，从而使得升压变换器增益高、输入 电流 纹波小、器件电压应 力 低。，下面是基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器专利的具体信息内容。
1.一种基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，包括：
电容钳位电路，所述电容钳位电路包括蓄能电容C1、钳位电容C2、第一二极管D1和第二二极管D2，其中，所述蓄能电容C1的一端与第一节点A相连，所述第二二极管D2的阴极与第二节点B相连，所述第一二极管D1的阳极与第三节点C相连，所述蓄能电容C1的另一端、所述第二二极管D2的阳极和所述第一二极管D1的阴极均与第四节点D相连；
交错并联Boost结构，所述交错并联Boost结构包括第一电感L1和第二电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2、主二极管Db、主电容Co、输入源Vin和负载RL，其中，所述第一电感L1的一端与所述输入源Vin的正极相连，所述第一电感L1的另一端、所述第一开关管S1的漏极均与所述第一节点A相连，所述第一开关管S1的源极与所述输入源Vin的负极相连，所述第二电感L2的一端与所述输入源Vin的正极相连，所述第二电感L2的另一端、所述第二开关管S2的漏极均与所述第二节点B相连，所述第二开关管S2的源极与所述输入源Vin的负极相连，所述主二极管Db的阳极与所述第一节点A相连，所述主二极管Db的阴极分别于所述主电容Co的一端和所述负载RL的一端相连，所述主电容Co的另一端、所述钳位电容C2的一端均与所述第二节点B相连，所述钳位电容C2的另一端、所述负载RL的另一端均与所述第三节点C相连；其中，所述交错并联Boost结构通过所述第一节点A、第二节点B和第三节点C与所述电容钳位电路相连，以生成三电平方波并接入所述电容钳位电路，使所述钳位电容C2获得两倍于所述交错并联Boost结构的输出电压的反向电压，并嵌入所述负载RL的负端，得到增益为3/(1-D)的升压变换器拓扑，其中，D为所述第一开关管S1和所述第二开关管S2的占空比。
2.根据权利要求1所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，当所述电容钳位电路的输入端AB接入所述三电平(Vi、0、-Vi)的方波电压时，所述电容钳位电路的输出端CB获得-2Vi的电压；
当vAB＝Vi时，所述第一二极管D1反向截止，所述第二二极管D2正向导通，所述蓄能电容C1通过所述第二二极管D2充电；
当vAB＝0时，所述第一二极管D1正向导通，所述第二二极管D2反向截止，所述蓄能电容C1通过vAB和所述第一二极管D1给所述第二电容C2充电；
当vAB＝-Vi时，所述第一二极管D1正向导通，所述第二二极管D2反向截止，所述蓄能电容C1和vBA通过所述第一二极管D1同时为所述钳位电容C2提供或维持电压，以在达到平衡后，使得vCB＝-2Vi，其中，vAB为所述电容钳位电路的输入端AB的电压，vCB为所述电容钳位电路的输出端CB的电压。
3.根据权利要求2所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述负载RL两端的电压为：
Vout＝vCo+(-vC2)＝vCo+2vCo＝3vCo，
其中，Vout为所述负载RL两端的电压，vCo为所述主电容Co两端的电压，vC2为所述钳位电容C2两端的电压。
4.根据权利要求3所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述高增益升压变换器的增益表达式如下：
其中，MICCB为所述高增益升压变换器的增益，Vout为所述负载RL两端的电压，vCo为所述主电容Co电压，Vin为所述输入源。
5.根据权利要求1所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述高增益升压变换器的工作模式包括连续模式和断续模式，其中，在所述连续模式下，所述高增益升压变换器在一个开关周期内包括第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第四工作模态。
6.根据权利要求5所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述第一工作模态，包括：
所述第一开关管S1关断，所述第二开关管S2导通，所述第一电感L1放电续流，电流变化率为负，所述第二电感L2持续恒压充磁，电流变化率为正，其中，公式如下：
其中，vAB(t)为所述第一开关管S1的漏极与所述第二开关管S2的漏极之间的电压，iL1为所述第一电感L1的电流，iL2为所述第二电感L2的电流；
所述输入源Vin和所述第一电感L1通过所述第二二极管D2为所述蓄能电容C1充电，通过所述主二极管Db给所述主电容Co充电，所述第一二极管D1截止，所述主二极管Db和所述第二二极管D2导通，则公式成立，在高频开关状态下，电感放电近似恒变化率，而所述蓄能电容C1上的电压因所述第一电感L1与所述蓄能电容C1存在谐振，则缓慢增加，其中，所述公式如下：
其中，vC1为所述蓄能电容C1的电压，vCo为所述主电容Co的电压，Vin为所述输入源，iL1为所述第一电感L1的电流。
7.根据权利要求6所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述第二工作模态，包括：
所述第一开关管S1导通，所述第二开关管S2持续导通，所述第一电感L1和所述第二电感L2均恒压充磁，且vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，公式如下：
其中，Vin为所述输入源；
所述主电容Co和所述钳位电容C2维持所述负载RL的供电，所述第一二极管D1，所述第二二极管D2和所述主二 极管Db均截止，则公式成立，所述主电容Co电压vCo正向线性减小，则所述钳位电容电压vC2正向线性增加，其中，所述公式如下：
其中，vC2为所述钳位电容C2的电压，vCo为所述主电容Co的电压，Vout为所述负载RL两端的电压。
8.根据权利要求7所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述第三工作模态，包括：
所述第一开关管S1持续导通，所述第二开关管S2关断，所述第一电感L1恒压充磁，所述电流iL1线性增加，所述电流iL1电流变化率为正，所述第二电感L2放电续流，所述电流iL2线性减小，所述电流iL2变化率为负，则公式成立，其中，所述公式如下：
其中，Vin为所述输入源，vAB为所述电容钳位电路的输入端AB的电压；
所述输入源Vin、所述第二电感L2和所述蓄能电容C1通过所述第一开关管S1和所述第一二极管D1给所述钳位电容C2反向充电，所述蓄能电容C1电压vC1正向减小，所述钳位电容C2电压vC2反向增加，则公式成立，其中，所示公式如下：
其中，vC2为所述钳位电容C2两端的电压，Vin为所述输入源，vC1为所述蓄能电容C1的电压。
9.根据权利要求8所述的基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，其特征在于，所述第四工作模态，包括：
所述第二开关管S2导通，所述第一开关管S1持续导通，所述第一电感L1和所述第二电感L2均恒压充磁，则公式成立，vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，所述公式如下：
其中，Vin为所述输入源。
基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器
技术领域
背景技术
可并采纳的光伏接入电能变换系统包含前级直流变换器和后级并网逆变器。现用的光伏电
池单板输出电压较低，电压为20～50V，因此需要具备高电压增益的直流变换器产生较高的
电压提供给并网逆变器、直流微电网、高压直流负载等。同时，随着工业应用对变换器的性
能、成本、功率密度提出越来越高的要求，高性能、低成本、结构简单的高增益升压变换器拓
扑的实用性更高。因此，适合中小功率场合的，具有高性能特征、高电压增益、低器件成本以
及高功率密度的升压变换器是需要不断突破与更新的关键技术。
错并联Boost变换器分为隔离型和非隔离型，其中非隔离型虽没有电气隔离，但结构简单、
成本低、效率高，很适合用于光伏发电系统的前级直流升压变换。
提高变换器电压增益，另一种相关技术提出了两相交错并联倍压Boost变换器，在传统两相
交错并联Boost变换器的基础上增加了倍压模块，使输出电压翻倍，但是结构较为复杂，倍
压模块包括两个电容和两个二极管，电压增益仅增加了一倍。针对高增益的交错并联Boost
变换器工作在硬开关状态，一种相关技术提出了一种有源零电流交错并联Boost变换器，在
传统两相交错并联Boost变换器的基础上增加了负载开关管、谐振电感和谐振电容构成辅
助电路，能够实现主开关管的零电流软开通和辅助开关管的零电流软关断，减小了开关损
耗。但是拓扑结构和开关管驱动过于复杂，且器件数量过多。
能够实现开关管的零电流软开关。但是各类提到交错并联Boost结构的相关技术目前仍然
存在一些问题，比如增益不高、器件应力过大、器件数量过多以及电感体积过大等等，因此，
为了既能实现结构简单又能具备高增益特性，基于交错并联Boost结构的拓扑仍然需要进
一步研究与开发。
发明内容
第二二极管D2，其中，所述蓄能电容C1的一端与第一节点A相连，所述第二二极管D2的阴极与
第二节点B相连，所述第一二极管D1的阳极与第三节点C相连，所述蓄能电容C1的另一端、所
述第二二极管D2的阳极和所述第一二极管D1的阴极均与第四节点D相连；交错并联Boost结
构，所述交错并联Boost结构包括第一电感L1和第二电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2、
主二极管Db、主电容Co、输入源Vin和负载RL，其中，所述第一电感L1的一端与所述输入源Vin的
正极相连，所述第一电感L1的另一端、所述第一开关管S1的漏极均与所述第一节点A相连，所
述第一开关管S1的源极与所述输入源Vin的负极相连，所述第二电感L2的一端与所述输入源
Vin的正极相连，所述第二电感L2的另一端、所述第二开关管S2的漏极均与所述第二节点B相
连，所述第二开关管S2的源极与所述输入源Vin的负极相连，所述主二极管Db的阳极与所述
第一节点A相连，所述主二极管Db的阴极分别于所述主电容Co的一端和所述负载RL的一端相
连，所述主电容Co的另一端、所述钳位电容C2的一端均与所述第二节点B相连，所述钳位电容
C2的另一端、所述负载RL的另一端均与所述第三节点C相连；其中，所述交错并联Boost结构
通过所述第一节点A、第二节点B和第三节点C与所述电容钳位电路相连，以生成三电平方波
并接入所述电容钳位电路，使所述钳位电容C2获得两倍于所述交错并联Boost结构的输出
电压的反向电压，并嵌入所述负载RL的负端，得到增益为3/(1-D)的升压变换器拓扑，其中，
D为所述第一开关管S1和所述第二开关管S2的占空比。
合于交错并联Boost结构中，使输出电压达到相同条件下传统Boost拓扑的3倍，且不增加开
关管的电压应力，从而使得升压变换器增益高、输入电流纹波小、器件电压应力低。
时，所述第一二极管D1反向截止，所述第二二极管D2正向导通，所述蓄能电容C1通过所述第
二二极管D2充电；当vAB＝0时，所述第一二极管D1正向导通，所述第二二极管D2反向截止，所
述蓄能电容C1通过vAB和所述第一二极管D1给所述第二电容C2充电；当vAB＝-Vi时，所述第一
二极管D1正向导通，所述第二二极管D2反向截止，所述蓄能电容C1和vBA通过所述第一二极管
D1同时为所述钳位电容C2提供或维持电压，以在达到平衡后，使得vCB＝-2Vi，其中，vAB为所
述电容钳位电路的输入端AB的电压，vCB为所述电容钳位电路的输出端CB的电压。
括第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第四工作模态。
L2持续恒压充磁，电流变化率为正，其中，公式如下：
二极管D2导通，则公式成立，在高频开关状态下，电感放电近似恒变化率，而所述蓄能电容C1
上的电压因所述第一电感L1与所述蓄能电容C1存在谐振，则缓慢增加，其中，所述公式如下：
＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，公式如下：
所述钳位电容电压vC2正向线性增加，其中，所述公式如下：
电流iL1电流变化率为正，所述第二电感L2放电续流，所述电流iL2线性减小，所述电流iL2变
化率为负，则公式成立，其中，所述公式如下：
C2电压vC2反向增加，则公式成立，其中，所示公式如下：
式成立，vAB＝0，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加，其中，所述公式如下：
具体实施方式
图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
二极管D1的阳极与第三节点C相连，蓄能电容C1的另一端、第二二极管D2的阳极和第一二极
管D1的阴极均与第四节点D相连。交错并联Boost结构200包括第一电感L1和第二电感L2、第
一开关管S1和第二开关管S2、主二极管Db、主电容Co、输入源Vin和负载RL，其中，交错并联
Boost结构200通过第一节点A、第二节点B和第三节点C与电容钳位电路100相连，以生成三
电平方波并接入电容钳位电路100，使钳位电容C2获得两倍于交错并联Boost结构200的输
出电压的反向电压，并嵌入负载RL的负端，得到增益为3/(1-D)的升压变换器拓扑，其中，D
为第一开关管S1和第二开关管S2的占空比。本发明实施例的变换器10可以将电容钳位电路
工作时产生的钳位电容有机融合于交错并联Boost结构中，从而使得升压变换器增益高、输
入电流纹波小、器件电压应力低。
第一开关管S1和第二开关管S2、主二极管Db、主电容Co、输入源Vin和负载RL连接构成。具体
地，结合图1和图3所示，电容钳位电路100的输入端置于交错并联Boost结构200的第一开关
管S1的漏极和第二开关管S2的漏极之间，电容钳位电路100中的钳位电容C2嵌入交错并联
Boost结构200的输出负载RL的负端，以实现电容钳位电路100和交错并联Boost结构200的
有机结合。
C2嵌入交错并联Boost结构200的输出负载的负端，使组合后拓扑的输出电压为传统两相交
错并联Boost变换器的3倍，具体过程如图1所示，最终组合后的电路如图3所示。
二极管D1反向截止，第二二极管D2正向导通，蓄能电容C1通过第二二极管D2充电；当vAB＝0
时，第一二极管D1正向导通，第二二极管D2反向截止，蓄能电容C1通过vAB和第一二极管D1给
第二电容C2充电；当vAB＝-Vi时，第一二极管D1正向导通，第二二极管D2反向截止，蓄能电容
C1和vBA通过第一二极管D1同时为钳位电容C2提供或维持电压，以在达到平衡后，使得vCB＝-
2Vi，其中，vAB为电容钳位电路100的输入端AB的电压，vCB为电容钳位电路100的输出端CB的
电压。
位电路由两个电容(C1，C2)和两个二极管(D1，D2)构成。当电容钳位电路100输入端AB接入幅
值为Vi和-Vi的三电平脉动电压时，其输出端CB能够获得-2Vi的电压。具体地，当vAB＝Vi时，
第二二极管D2正向导通，蓄能电容C1通过D2充电，此时第一二极管D1反向截止；当vAB＝0时，
第一二极管D1正向导通，C1通过vAB和D1给C2充电；当vAB＝-Vi时，D2反向截止，D1正向导通，C1
和vBA通过D1同时为C2提供或维持电压，由于此时vC1＝Vi，vBA＝Vi，因此钳位电容C2建立下正
上负的电压，可得vCB＝-2Vi。
0，-vCo变化，因此vC2＝-2vCo，则有：
对比，从而可以得到ICCB变换器具有高增益特性。由此，根据传统交错并联Boost结构200的
增益表达式，可得高增益升压变换器的增益表达式，其中，传统交错并联Boost结构200的增
益表达式和高增益升压变换器的增益表达式分别如下：
态、第二工作模态、第三工作模态和第四工作模态。
变换器在一个开关周期内分包括4个工作模态，分别为第一工作模态、第二工作模态、第三
工作模态和第四工作模态，本发明实施例的主要工作波形如图5所示。
化率为正，其中，公式如下：
状态下，电感放电近似恒变化率，而蓄能电容C1上的电压因第一电感L1与蓄能电容C1存在谐
振，则缓慢增加，其中，公式如下：
正，有公式1、公式2成立。其中，公式1、公式2如下：
管D2导通，有公式3、公式4成立。在高频开关状态下，电感放电近似恒变化率，而蓄能电容C1
上的电压因第一电感L1与蓄能电容C1存在谐振，则缓慢增加。其中，所示公式3、公式4如下：
电流iL2均线性增加，其中，公式如下：
其中，公式如下：
电流iL1和电感电流iL2均线性增加。其中，公式5、公式6如下：
则钳位电容电压vC2正向线性增加。其中，所示公式7如下：
二电感L2放电续流，电流iL2线性减小，电流iL2变化率为负，其中，公式如下：
如下：
电流iL2线性减小，其电流变化率为负，公式8、公式9成立。其中，公式8和公式9如下：
下：
流iL2均线性增加，其中，公式如下：
似，当vAB＝0时，电感电流iL1和电感电流iL2均线性增加。其中，公式11和公式12如下：
变换器的输出电压只有134V；如公式16所示，Boost的输出功率只有89.78W。其中，公式13、
公式14、公式15和公式16分别如下：
结果如如图9所示，图中包括第一开关管S1和第二开关管S2的端电压波形，以及vAB的波形，
从而可以得到开关管的电压应力为134V，符合理论分析。
制，其中，闭环控制输出电压的启动波形如图13所示，图13中没有超调，并且达到稳定的时
间短。
低的优势。因此，在本发明的实施例中，基于电容钳位电路100和两相交错Boost结构提出了
基于交错并联的电容钳位型高增益升压变换器，增益达到3/(1-D)，其中，D为第一开关管S1
和第二开关管S2的占空比，且开关管电压应力不变，此外，本发明实施例的变换器减小了输
入电流纹波，且具有较好的能控性，从而ICCB变换器为高增益电能变换应用场合提供一种
简单实用的拓扑结构。
容有机融合于交错并联Boost结构中，使输出电压达到相同条件下传统Boost拓扑的3倍，且
不增加开关管的电压应力，从而使得升压变换器增益高、输入电流纹波小、器件电压应力
低。
隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三
个等，除非另有明确具体的限定。
部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员
而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示
第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第
一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。
点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不
必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任
一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技
术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结
合和组合。
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