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改善的切换保护电流辅助谐振 电路

阅读：1018发布：2020-05-22

专利汇可以提供改善的切换保护电流辅助谐振电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种谐振功率变换器，包括电气安全组件(29b)，其包括在DC导体和辅切换电路之间耦合的二极管 (Dn2)和稳压二极管(Zn)的组合，所述二极管适于阻碍电流从所述辅切换电路流向所述负DC导体，并且所述稳压二极管适于当在所述负DC导体和所述相导体之间的电势差在阈值电压之上时允许电流从所述负DC导体流向所述辅切换电路。所述稳压二极管被选择以便所述稳压二极管的阈值电压低于所述晶体管的最大阻断电压。，下面是改善的切换保护电流辅助谐振电路专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种谐振功率变换器，包括：
正DC导体(1a)，
负DC导体(1b)，
相导体(e)，以及
功率变换单元(27)，其耦合在DC电源(DC)和所述相导体(e)之间，所述功率变换单元包括：
第一开关(Gp)，其耦合在所述正DC导体(1a)和所述相导体(e)之间，并且第一二极管(Dp)与所述第一开关(Gp)并联连接，
第二开关(Gn)，其耦合在所述负DC导体(1b)和所述相导体(e)之间，并且第二二极管(Dn)与所述第二开关(Gn)并联连接，以及
谐振辅切换电路(AUX)，其耦合在所述DC电源(DC)上的输入端两个串联电容(C)的中点和所述相导体(e)之间，所述谐振辅切换电路(AUX)包括：
至少一个电感器(L2)，其分别与晶体管Sp、晶体管Sn串联耦合，并且辅二极管DAp、辅二极管DAn分别与所述晶体管Sp、所述晶体管Sn串联耦合，所述晶体管Sp、所述晶体管Sn反向并联连接，
第一电气安全组件(29a)，其包括耦合在所述正DC导体和所述谐振辅切换电路之间的二极管(Dp2)和稳压二极管(Zp)的组合，所述二极管(Dp2)适于阻碍电流从所述正DC导体流向所述谐振辅切换电路，并且所述稳压二极管(Zp)适于当在所述正DC导体和所述相导体之间的电势差在阈值电压以上时允许电流从所述谐振辅切换电路流向所述正DC导体，并且其中所述稳压二极管(Zp)被选择以便所述稳压二极管(Zp)的阈值电压低于所述晶体管的最大阻断电压，以及
第二电气安全组件(29b)，其包括耦合在所述负DC导体和所述谐振辅切换电路之间的二极管(Dn2)和稳压二极管(Zn)的组合，所述二极管(Dn2)适于阻碍电流从所述谐振辅切换电路流向所述负DC导体，并且所述稳压二极管(Zn)适于当在所述负DC导体和所述相导体之间的电势差在阈值电压之上时允许电流从所述负DC导体流向所述谐振辅切换电路，并且其中所述稳压二极管(Zn)被选择以便所述稳压二极管(Zn)的阈值电压在所述晶体管的最大阻断电压之下，并且其中
所述电感器(L2)包括非线性电感器，所述非线性电感器包括磁材料，所述磁材料适于在一定量的电流流经所述电感器后变得磁饱和。
2.根据权利要求1所述的谐振功率变换器，其中所述晶体管是IGBT晶体管。
3.根据权利要求1所述的谐振功率变换器，其中所述阈值电压在5-50V之间。
4.根据权利要求2所述的谐振功率变换器，其中所述阈值电压在5-50V之间。
5.根据权利要求1-4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述阈值电压在10-25V之间。
6.根据权利要求1-4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述磁材料是所述电感器的铁芯。
7.根据权利要求5所述的谐振功率变换器，其中所述磁材料是所述电感器的铁芯。
8.根据权利要求1-4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在1-10μH的范围内的感应系数。
9.根据权利要求5所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在
1-10μH的范围内的感应系数。
10.根据权利要求6所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在
1-10μH的范围内的感应系数。
11.根据权利要求7所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在
1-10μH的范围内的感应系数。
12.根据权利要求1-4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在3-7μH的范围内的感应系数。
13.根据权利要求5所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在
3-7μH的范围内的感应系数。
14.根据权利要求6所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在
3-7μH的范围内的感应系数。
15.根据权利要求7所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在
3-7μH的范围内的感应系数。
16.根据权利要求8所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在
3-7μH的范围内的感应系数。
17.根据权利要求9所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在
3-7μH的范围内的感应系数。
18.根据权利要求10所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在3-7μH的范围内的感应系数。
19.根据权利要求11所述的谐振功率变换器，其中所述非线性电感器具有其线性区域在3-7μH的范围内的感应系数。
20.根据权利要求1-4中的任一项所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
21.根据权利要求5所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
22.根据权利要求6所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
23.根据权利要求7所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
24.根据权利要求8所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
25.根据权利要求9所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
26.根据权利要求10所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
27.根据权利要求11所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
28.根据权利要求12所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
29.根据权利要求13所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
30.根据权利要求14所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
31.根据权利要求15所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
32.根据权利要求16所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
33.根据权利要求17所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
34.根据权利要求18所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
35.根据权利要求19所述的谐振功率变换器，其应用于有源滤波器中。
36.一种谐振功率变换器系统，所述系统包括：
根据权利要求1-35中的任一项所述的谐振功率变换器，以及
独立封装(26)，其中，所述谐振辅切换电路(AUX)、所述第一电气安全组件(29a)和所述第二电气安全组件(29b)被封装在所述独立封装中。
37.根据权利要求36所述的谐振功率变换器系统，其中所述独立封装包括冷却装置，其适于冷却所述谐振功率变换器。

说明书全文

改善的切换保护电流辅助谐振 电路

技术领域

[0001] 本发明整体上涉及使用谐振来限制切换所需要的功率的功率变换器。

背景技术

[0002] 在功率变换器中，由于没有组件具有理想特性所以会出现损耗。损耗将热引入功率电路，其除了消耗能量外，还将热应变引入所有组件中，减少它们的寿命。

[0003] 增加功率变换器的运行频率是令人期望的，因为这样产生的输出随后可以被更加精确地控制。增加切换频率导致更低的切换纹波和更小的组件值，其反过来导致发明的更加紧凑、轻便和成本效益好的实施。另外，较低的切换纹波允许潜在地降低EMI，其与无干扰切换的目的匹配。另外，具有高的切换频率允许通过功率变换器产生更高的频率电流，扩大了适合变换器的应用的范围。

[0004] 但是，增加频率也增加了切换损耗，因为大部分的损耗以切换周期为基础呈现。当电流流经晶体管或当晶体管上存在电势差时迫使晶体管变换(commutation)需要必须供给到晶体管的栅极的能量。这样，减少通过晶体管的电流或通过其的电压减少切换的总的功率输入并且因此减少输入系统的总功率。

[0005] 减少通过特定开关的损耗的一种方式是在通过电容器的放电、通过电感元件产生电流的电路中增加谐振组件。应用该技术的电路被称为谐振变换器，并且使用谐振来促进变换的方法被称为软切换。一般有两种类型的软切换：低电压切换和低电流切换。低电压切换包含在变换前最小化电压差或电势差，其中低电流切换包含在切换前最小化通过开关的电流。

[0006] 产生更少的EMI噪声是其自身的重要目标。在变换器或逆变器直接连接到输电网的应用中，EMI噪声可能引起的问题通过应用EMC滤波器来正常地解决。EMC滤波器与变换器串联，从而处理全电流容量。通过最小化EMI，可以从变换器设计中消除EMC滤波器。

[0007] US 5047913(De Doncker等)提供了一种软切换解决方案。De Doncker建议在谐振辅电路中使用受控制的开关来克服在功率变换器中的有源设备切换损耗的问题。在功率变换器中的损耗的减少使以更高切换频率运行成为可能。De Doncker描述了由于组件电阻、设备传导损耗和不充足的强制电势造成的相对导轨电压不足而使谐振输出电压可能下降。结果，在要打开的逆变器极的下一个切换设备可能在谐振电压的峰值切换，并且因此由于在非零电压打开而必须吸收一些切换损耗，包括从并联电容器上去除的能量。

[0008] 辅开关的引入减少了主开关在变换时面对的电阻，并且从而减少在开关中的损耗。但是，辅开关的晶体管元件还需要变换其上的电势差。栅氧化层的绝缘能力(其是将栅极与其下的源极和漏极分隔的薄绝缘层)提供栅极信号需要影响的变换电阻来强迫晶体管进行变换。在基于开关的功率变换器中，输出电流的准确性依赖于切换频率，其意味着高切换频率是有益的。由于具有高切换频率和小损耗的开关被期望，因而应当提供以小栅极信号进行变换的晶体管，因为栅极信号的能量以在晶体管中产生的热的形式变成损耗。为了实现这些属性，氧化层被制造得非常薄，其减少了栅极信号需要用来供应强迫晶体管进行变换所需要的能量的量。

[0009] 晶体管具有最大阻断电压，即在断开状态下晶体管会可靠地承受而不会击穿的电压。最大阻断电压依赖于栅极氧化层。当超过最大阻断电压时，存在栅极氧化层故障且因此失去其绝缘能力的风险。该故障被称为氧化层击穿。当氧化层被制造得更薄时氧化层击穿的风险增加。氧化层击穿的一种形式是由在氧化层两侧应用的高电压引起的氧化层破裂。高电压促使氧化层中最薄的点呈现电介质击穿并且因而允许电流流过。流过的电流促使氧化层升温，其进一步使电流能够流经氧化层，从而产生连锁反应最终导致半导体材料的熔穿并且因此产生晶体管内的短路。因而提供用于减少晶体管两侧的电势差超过晶体管的最大阻断电压的风险的功率变换器的电路是有益的。

发明内容

[0010] 提供了一种谐振功率变换器。该谐振功率变换器包括DC电源、正DC导体、负DC导体、相导体和耦合在所述DC电源和所述相导体之间的功率变换单元。所述功率变换单元包括耦合在所述正DC导体和所述相导体之间的第一开关，并且第一二极管与所述第一开关并联连接，耦合在所述负DC导体和所述相导体之间的第二开关，并且第二二极管与所述第二开关并联连接，以及耦合在所述DC电源上的馈电连接部和所述相导体之间的谐振辅切换电路。所述谐振辅切换电路包括与控制装置串联耦合的至少一个电感器，用于控制所述谐振辅切换电路，并且辅二极管与所述控制装置串联耦合。

[0011] 所述谐振功率变换器还包括耦合在所述正DC导体和所述谐振辅切换电路之间的第一电气安全组件，所述第一电气安全组件适于：阻碍电流从所述正DC导体流向所述谐振辅切换电路，并且当在所述正DC导体和所述相导体之间的电势差在阈值电压以上时允许电流从所述谐振辅切换电路流向所述正DC导体。所述功率变换器还包括耦合在所述负DC导体和所述谐振辅切换电路之间的第二电气安全组件，所述第二电气安全组件适于：阻碍电流从所述谐振辅切换电路流向所述负DC导体，并且当在所述负DC导体和所述相导体之间的电势差在阈值电压之上时允许电流从所述负DC导体流向所述谐振辅切换电路。

[0012] 所述电气安全组件因而保护辅切换电路不受在相导体中的残余电流的影响，以便在相导体中的峰值电压被分别地传递到正导体和负导体。

[0013] 根据一个实施方式，第一和第二电气安全组件的每一个都包括二极管和稳压二极管的结合。该二极管适于阻碍电流在一个方向流动，并且稳压二极管适于当其两侧的电势差低于阈值电压时阻碍电流流动。

[0014] 根据一个实施方式，控制装置是晶体管，并且用于允许电流流经稳压二极管的阈值低于晶体管的最大阻断电压。

[0015] 由于其不需要承受高电压峰值，所以栅极氧化层可以被制造得薄，因而由于高切换频率而没有引入大损耗，安全组件使得产生具有高准确度的功率变换器成为可能。由于晶体管不必阻断高电压，所以在电路内产生更少的热，其减少了冷却需要。不具有承受高电压的能力的晶体管还可以被更加便宜地制造，其是添加安全组件的另一个优点。

[0016] 阈值电压可以在5–50V之间，优选地是在10–25V。

[0017] 根据一个实施方式，晶体管是能够处理高切换频率的IGBT晶体管。由于稳压二极管的阈值电压适于晶体管的最大阻断电压，其随着晶体管类型而变化，稳压二极管需要被调整适于晶体管的类型，例如，如果晶体管是IGBT，则稳压二极管需要适于IGBT的特定的阻断电压。

[0018] 根据一个实施方式，与控制装置串联的电感器是非线性电感器或具有线性和非线性组件的组件。非线性电感器可以是包括磁材料的电感器，该磁材料调整为在一定量的电流流经所述电感器后变得磁饱和，所述磁材料可以是电感器的铁芯。

[0019] 根据一个实施方式，非线性电感器具有其线性区域在1-10μH的范围内的感应系数，以及根据一个实施方式，所述非线性电感器具有其线性区域在3-7μH的范围内的感应系数。

[0020] 根据一个实施方式，控制装置和第一和第二电气安全组件被集成在独立封装内，其减少导体的长度并且因而减少在电路中产生的EMI。独立封装还可以包括冷却装置，用于冷却电气安全组件。

[0021] 根据一个实施方式，根据任意实施方式的谐振功率变换器适于应用在有源滤波器中。

[0022] 请注意任何实施方式或实施方式的任何部分可以以任何方式组合。

[0023] 附图的简要说明

[0024] 现在参考附图以例子的形式介绍本发明，其中：

[0025] 图1示出用于当输出电流从具有+V电压切换到具有–V电压时的谐振切换的电路，[0026] 图2示出用于当输出电流从具有+V电压切换到具有–V电压时的谐振切换的电路，[0027] 图3示出用于当输出电流从具有-V电压切换到具有+V电压时的谐振切换的电路，[0028] 图4示出用于当第一和第二电气安全组件被提供为包括稳压二极管时、当输出电流从具有-V电压切换到具有+V电压时的谐振切换的电路。

具体实施方式

[0029] 现在将参考附图通过例子的方式描述使用谐振切换的功率变换器的基本原理。应当理解，附图仅用于说明的目的而不以任何方式限制范围。

[0030] 在下面的附图中，功率变换器被示出为用于有源滤波器。但是，该实施方式仅被视为功率变换器的一种使用的例子。通过权利要求限定的本发明的概念可以被用于诸如例如在功率变换器中的需要谐振功率变换器的所有应用中。

[0031] 在有源过滤器内的功率变换器产生补偿电流，其补偿在产生谐波的功率系统内的负载。通过减少在电气系统内的谐波，减少了产生的电抗效应，并且从而减低整体的能量消耗。有源滤波器的细节的进一步描述可以例如从Persson的US7289888中找到。通过能量供应单元4、能量消耗负载5和用于将能量从能量供应单元4传输到能量消耗负载5的主导体3在下面的图中示出了电气系统。能量供应单元4可以例如是电网或降低从主电网供应的电压的变压器。能量消耗负载5可以例如是电机。有源滤波器还包括电感器L1，其通过根据I＝-LdU/dt正比于电流变化速度演变电感器两端的电压来抵抗通过其的电流的变化来将通过开关Gp、Gn产生的脉冲转换为连续信号。对于被配置为用于100A电流的有源滤波器，电感器通常是范围在200-250uH的电感器。

[0032] 图1示出用于谐振功率变换的电路。谐振变换器包括每相两个主切换设备Gp、Gn。切换设备具有与其并联的二极管Dp、Dn。谐振变换器还包括辅谐振变换电路AUX，其包括辅切换设备Sp、Sn，所述辅切换设备Sp、Sn与电感器L2串联耦合，并且耦合到在DC电源(DC)上的馈电连接部。根据本实施方式，DC电源是两个电容器C。在优选的实施方式中，由于高切换频率，IGBT被用于主切换设备Gp、Gn和辅切换设备Sp、Sn，但是本发明适于用于许多类型的切换设备，例如(但不限于)BJT、MOSFET、MCT、GTO或者IGCT。图1描述当没有电流正通过L1时谐振开关的操作。为了迫使电压从+V到–V，需要通过谐振电路供应其它电流。作为在切换周期的第一步，开关Gp被关闭以便电流停止从正导线+V流动。在相导体e的电压现在是正电压+V，并且没有电流流过。开关Sp被打开来闭合谐振电路使得电容器C通过开关Sp和二极管DAp放电，并且因而改变电感器L2两端的电势差，产生供应给相导体e的电流。因而谐振电路供应大体上等于在+V和–V之间的电压差的一半的激励电势。这促使在相导体e中的电势朝向–V下降，在该时刻电流开始流过负二极管Dn。在此时，负开关Gn两侧的电势差被降低，使得Gn可以被切换而其两侧没有任何电压。

[0033] 图2示出第二可替换方式，其中目标是当电流正流过L1时从+V切换到–V。正开关Gp被关闭，但是，因为L1保持磁场，所以它将继续驱动来自二极管Dn的通过其的电流I2使得在主导线的电压从+V降低到–V，从而减少开关Gn两侧的电压差，以便以非常小的损耗可以切换开关Gn。

[0034] 图3示出第三切换操作，其中当电流正流经电感器L1时执行从-V和+V的切换。作为第一步，负开关Gn被关闭，使得通过电感器L1驱动的电流I3继续流过负二极管Dn(标记为二极管电流Id)。Sp被打开，通过L2的方式闭合辅电路AUX放电电容C并驱动辅电流I4，使得主导线上的电压上升并且因而降低Gp上的电压差。当Gp上的电压接近零时，Gp被打开并且电流IGp开始流经GP且Sp被关闭。

[0035] 图4示出与参考图1-3描述的实施方式相似的谐振功率变换器的电路的实施方式。图4中示出的功率变换器还包括电气安全组件29a、29b，其包括安全二极管Dp2、Zp、Dn2、Zn，适于保护AUX开关不受相导体e的残余电流的损坏，使得在相导体e内的正和负峰值电压被分别地传输到正和负导体10a、10b，使得它们对AUX开关组件不施加大的应变。二极管Dp2阻碍电流从正导体1a流到相导体e，并且与此类似，二极管Dn2阻碍电流从负导体1b流到相导体e。

[0036] 稳压二极管Zp与二极管Dp2串联耦合。稳压二极管(或者雪崩二极管)是允许电流在正向自由流动且还允许当电压在某值以上时在反向自由流动的二极管。该值被称为击穿电压，“稳压拐点电压”或“稳压电压”。基本上，所有二极管都具有击穿电压，但是，稳压二极管是被特别设计地以便具有极大降低的击穿电压，即所谓的稳压电压。稳压二极管将呈现受控制的击穿并且允许电流保持稳压二极管两侧的电压接近稳压击穿电压。在图4示出的实施方式中，稳压二极管具有15V的击穿电压，以便相导体e内的电压将不会超过在正导体内的电压15V的还高。与正稳压二极管Zp类似，提供一种负稳压二极管Zn，其具有相同的击穿电压15V。负稳压二极管Zn确保相导体e的电压将不会比低于负导体1b的电压之下15V还低。因为稳压二极管的击穿电压低于辅开关的晶体管的最大阻断电压，所以安全二极管Dp2、Zp、Dn2、Zn将分别地将所有潜在的有害电流从辅相导体f传导到正导体和负导体。

[0037] 当在辅开关AUX内的二极管DAp(与DAn类似)从导通状态切换到非导通状态时，由于在二极管DAp内存储的电荷载流子，它具有固有的恢复时间。因为直到在该节点的电荷被耗尽二极管才获得它的阻断能力，所以在该恢复时间内，二极管DAp可以在反向导通。这使得电流通过辅相导通f和通过二极管DAp在反向流动。该时间被称为反向恢复时间并且通常在10–1000ns的范围。因为电感器L2抵抗在辅相导体f内流动的电流的突然停止，所以在辅相导体f内流动的反向恢复电流将使得电压在电感器L2内增大。在辅相导体f内增大的电压可以升高到可以超过在辅开关AUX内的晶体管的最大阻断电压的水平并且从而损坏辅开关AUX。在参考图4公开的电路中，超过正稳压二极管Zp的击穿电压，例如在正导体1a内的400V加上稳压二极管Zp的15V击穿电压，即415V，或者低于负稳压二极管Zn的击穿电压，例如在负导体1b内的-400V减去稳压二极管Zn的击穿电压15V，即-415V，将被分别地导向正导体和负导体。由于在辅开关AUX内的晶体管的最大阻断电压高于15V，且没有残余电压(其对辅开关AUX的晶体管可能是有害的)保持在电路中。稳压二极管还是有益的，由于它们非常迅速地击穿并且因此迅速地导通反向恢复电流并且因此在很大程度上消除在辅相导体f内的高电压的产生。由于通过稳压二极管迅速地传导反向恢复电流，反向恢复电流不导致产生EMI的谐波的产生，因而利用稳压二极管的电路的实施有效地减少了EMI。由于稳压二极管导通大电流，在稳压二极管内产生热，因此这可能要求稳压二极管被冷却而不被温度的增加而损坏。

[0038] 根据实施方式的包括二极管Dp2、Dn2和稳压二极管Zp和Zn的两个二极管对29a、29b在图4中示出，包含在相同的封装26中作为辅开关AUX。由于本文公开的根据实施方式的功率变换器适于以相对高的频率(例如400-500KHz)操作，因而电路的导体产生电感，电感反过来与电路的电容组件谐振。通过在相同的封装26中提供组件作为IC电路，可以小型化组件，使得电路的导体尽可能的短，其使组件选择的优化以减少在电路中的感应电感和EMI噪声成为可能。另外，在自动IC生产中，可以以更好的准确度进行组件的定位和选择。

[0039] 辅电感器L2可以是具有作为应用的电流的函数的感应系数的非线性电感器。非线性电感器可以基于磁材料的饱和，例如电感器的铁芯。通过电流流经线圈绕组的电感器的磁场的建立来磁化铁芯。铁芯的饱和使得产生的电感作为应用的电流的函数。当辅切换设备Sp关闭并且使得电流从电容C流经辅开关AUX时，电感变得饱和，其意味着电抗组件被消除并且还减少了在电路中谐波的建立。在这个例子中的反向恢复电流低于饱和电流并且因此电感器L2在其抑制电流变化的线性区域操作，并且因此减少流经辅开关AUX的反向恢复电流。结果是在电感器L2的有效区域中产生的反向恢复电流会较小。由于所产生的反向恢复电流将较小，因而需要从二极管激励的总的反向恢复电荷将较小。另外，从DC电源向相导体供应的电流的谐振将较小，导致来自开关的更加稳定的补偿电流。包括非线性电感器L2和安全组件29a、29b的电路将有效地抑制具有超过晶体管的最大阻断电压的电压的电流变化，并引走具有超过晶体管的最大阻断电压的电压的电流，并且抑制残余电流和不具有超过晶体管Sp、Sn的最大阻断电压的电压的反向恢复电流的变化。结果，电路将产生非常少量的EMI且具有延长的寿命。

[0040] 请注意，本文公开的实施方式不限制本发明的范围，在所附的权利要求的范围内可以以任何方式调整电路。

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改善的切换保护电流辅助谐振电路

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