技术领域
[0001] 本
申请涉及电源变换设备，具体涉及一种此成本高效率的双向逆变器。
背景技术
[0002] 现有的电源在双向逆变过程中采用两套变换器来实现双向逆变，导致产品体积大，且成本高，效率低。
发明内容
[0003] 本申请提供一种双向逆变器，以缩小变换器的体积并降低成本。
[0004] 根据第一方面，一种
实施例中提供一种双向逆变器，包括
电池组、
升压电路、隔离变换器、
控制器、逆变电路、负载端和市电端；升压电路包括第一
开关管和第二开关管，所述隔离变换器的低压侧设有两组电磁线圈，两组电磁线圈分别与第一开关管和第二开关管
串联后连接于电池组的正负极，第一开关管和第二开关管的控制极与控制器连接；第一桥式整流的输出端与逆变电路的输入端连接；所述负载端还通过第二切换开关与市电端连接，市电端通过第二桥式整流与逆变电路的输入端连接，所述逆变电路的输出端还通过第一切换开关与隔离变换器的高压侧连接；逆变电路为一组H桥电路，其包括第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管，第三开关管和第六开关管在H桥中斜对,第四开关管和第五开关管在H桥中斜对，H桥电路中的开关管的控制极与控制器连接；电池组向负载放电时，控制器驱动逆变电路中的开关管使逆变电路实现直流到交流的转换，同时控制器控制第一开关管和第二开关管交替导通，第一开关管和第二开关管的控制
信号占空比相同，
相位相反，以推挽方式经隔离变换器形成升压电路，且控制第一切换开关将隔离变换器的高压侧通过与第一桥式整流的输入端导通，控制第二切换开关将逆变电路的输出端与负载端导通；电池组向负载放电时控制器采用SPWM驱动H桥的第三、四、五、六开关管，经第二电感滤波后使之
输出电压为受闭环控制的稳定
正弦波；市电向电池组充电时，控制器以全桥PWM或PS-FB模式驱动H桥电路，且控制器控制第一切换开关将H桥电路的输出端与隔离变换器的高压侧导通，第一开关管和第二开关管在经控制器给出的
同步信号交替导通的情况下实现同步整流后给电池组提供
能量充电，控制器控制第二切换开关将市电端与负载端导通，即在充电状态下达到市电旁路输出。
[0005] 优选地，还包括用于谐振功能的谐振网络无极性电容和电感，无极性电容和电感串联于隔离变换器高压侧的电磁线圈上。
[0006] 优选地，在放电和充电的不同状态下，由同一个隔离变换器承担双向传递能量。
[0007] 优选地，所述H桥电路在放电和充电态下分别处于SPWM和全桥PWM 或移相PS-FB模式驱动下工作。
[0008] 优选地，升压电路与
变压器和电池组以推挽结构或者全桥结构在控制器的驱动下经隔离变换器由低压侧向高压侧传递能量。
[0009] 优选地，所述H桥电路中的开关管为MOSFET或IGBT。
[0010] 优选地，电池组向负载放电时处于逆变模式，控制器以SPWM驱动H 桥电路，市电向电池组充电时，控制器以全桥PWM或移相PS-FB模式驱动H桥电路。
[0011] 优选地，所述隔离变换器的高压侧次级端设有至少一个抽头，该抽头通过开关与第一切换开关的固定端连接,所述隔离变换器的高压侧可以通过抽头切换实现隔离变换器两则的电压变比平衡。
[0012] 优选地，也可以在市电端与H桥的输入端之间设置PFC电路或BOOST 升压电路，提高H桥电路在充电时的输入电压。
[0013] 依据上述实施例的双向逆变器，由于通过控制器对逆变电路的控制，使得逆变电路实现两种不同的工作模式，既能实现逆变放电，也能反向给电池组充电，共用了升压电路、隔离变换器、逆变电路、控制器，从而大幅缩小了变换器的体积并极大降低了变换器的生产成本。
附图说明
[0014] 图1为本申请一实施例电路图；
[0015] 图2和图3为图1局部放大图。
具体实施方式
[0016] 下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费
力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在
说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。
[0017] 本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接(联接)。
[0018] 为便于描述本申请的双向逆变器在由电池组向负载传递能量的过程称为逆变状态；本申请的双向逆变器在由市电向电池组传递能量的过程称为充电状态。请参考图1-图3，一种双向逆变器，包括电池组1、隔离变换器 2、控制器3、逆变电路4、负载端5和市电端6以及由第一开关管Q1和第二开关管Q2组成的升压电路；电池组在充电状态下存储市电输送的
电能，在逆变状态下为负载提供电能。控制器是整个双向逆变器工作状态逻辑控制与第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动和控制的核心。隔离变换器具有低压侧的低压侧和高压侧，隔离变换器用于隔离作用和传递能量，逆变状态时作为升压隔离变换器；充电状态时作为降压隔离变换器。低压的低压侧设有两组电磁线圈，两组电磁线圈分别与第一开关管Q1和第二开关管 Q2串联后连接于电池组1的正负极，在此实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2为NMOS管，第一开关管Q1的栅极与控制器3连接，第一开关管Q1的源极与电池组1的负极连接，第一开关管Q1的漏极与隔离变换器低压侧的电磁线圈连接；第二开关管Q2的栅极与控制器3连接，第二开关管Q2的源极与电池组的负极连接，第二开关管Q2的漏极与隔离变换器低压侧的电磁线圈连接。在其它实施例中，第一开关管和第二开关管也可以采用
三极管。
[0019] 隔离变换器2的高压侧通过第一切换开关A与第一桥式整流7的输入端连接，第一桥式整流7的输出端与逆变电路4的输入端连接，逆变电路4 的输出端通过第二切换开关B与负载端5连接；所述负载端5还通过第二切换切换开关B与市电端6连接，市电端6通过第二桥式整流8与逆变电路4的输入端连接，所述逆变电路4的输出端还通过第一切换开关A与隔离变换器2的高压侧连接。第一切换开关和第二切换开关可以是继电器，通过控制器控制继电器来达到切换触点的目的，在其它实施例中，第一切换开关和第二切换开关也可以是受控于控制器的功率
半导体转换开关。
[0020] 逆变电路4是一组H桥电路，包括第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6，第三开关管Q3和第六开关管Q6在H桥中斜对，第四开关管Q4和第五开关管Q5在H桥中斜对。
[0021] 逆变状态时，即电池组向负载放电时，控制器3对H桥电路采用SPWM 模式驱动，经第二电感L2滤波后使之输出电压为受闭环控制的稳定正弦波，实现直流到交流的转换，此控制采用现有的SPWM驱动方式实现直流到交流的逆变。控制器3在驱动H桥电路的过程中，控制器3控制第一开关管 Q1和第二开关管Q2交替导通，第一开关管和第二开关管的
控制信号占空比相同，相位相反，以推挽方式经隔离变换器形成升压电路，第一开关管 Q1和第二开关管Q2与电磁线圈配合将电池组的直流电升压后转换为交流电通过隔离变换器2输出能量。在第一开关管Q1和第二开关管Q2交替导通时，应在交替导通的控制信号之间设置死区时间，避免因开关管延时而使两个开关管同时导通。死区时间是控制信号输出时,为了使H桥或半H桥的上
下管不会因为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段。控制器控制第一切换开关将隔离变换器的高压侧通过与第一桥式整流的输入端导通，控制第二切换开关将逆变电路的输出端与负载端导通。
[0022] 市电向电池组充电时，控制器3对H桥电路采用全桥PWM模式驱动或移相全桥PS-FB模式驱动。具体的控制方式为：第二开关管Q2、第三开关管Q3和第六开关管Q6三者的控制电平同步，第一开关管Q1、第四开关管Q4和第五开关管Q5的控制电平同步。且控制器控制第一切换开关将H 桥电路的输出端与隔离变换器的高压侧导通，第一开关管和第二开关管在经控制器给出的同步信号交替导通的情况下实现同步整流后给电池组提供能量充电，控制器控制第二切换开关将市电端与负载端导通，即在充电状态下达到市电旁路输出。充电状态时，升压电路中的功率开关管与H桥电路处于PWM模式或PS-FB模式下的控制信号同步，实现高效率的同步整流功能。升压电路在充电状态下也可以经过其中的开关功率器件，如 MOSFET或JBT等器件本身的寄生
二极管实现全波整流和桥式整流，用以满足电池组实现充电的能量。
[0023] 在一优选实施例中，还包括无极性电容C1和电感L1，无极性电容C1 和电感L1串联于隔离变换器高压侧的电磁线圈上。在变压器高压侧电磁线圈上串联无极性电容C1和电感L1，用于和变压器漏感产生谐振功能，使双向逆变器在逆变和充电模式均处于谐振
软开关方式工作，从而更高程度提高了一种双向逆变器能量传递过程的效率，很大程度降低开关管的
电流和电压尖峰，非常有利于双向逆变器的电磁兼容EMC。同时，逆变升压和反向充电模式均工作在LLC或PS-FB模式下，有效的实现零电压ZVS和零电流ZCS开关的结合，从而降低了功率器件的
开关损耗与电磁兼容的干扰问题，达到实质性的高效率低成本的效果。
[0024] 在一优选实施例中，第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6为IGBT或者MOSFET。
[0025] 在一优选实施例中，隔离变换器2的高压侧设有至少一个抽头，该抽头通过开关S与第一切换开关A的固定端连接。抽头以开关切换的方式用于弥补双向变换时因占空比和死区因素所带来的能量传递过程中的电压差。同时可以扩大充电模式下逆变桥工作在PWM或PS-FB模式下的输入电压范围，实现隔离变换器两则的电压变比平衡，以适应更宽市电输入范围的充电。
[0026] 在一优选实施例中，在市电端与H桥的输入端之间设置PFC电路或 BOOST升压电路，提高H桥电路在充电时的输入电压。此情况下，采用 PFC电路或BOOST升压电路取代变压器抽头来平衡变换器两侧的电压比例平衡，满足不同电压的电池组搭配使用达到高效率的双向变换条件。
[0027] 下面说明本申请的工作原理：
[0028] 电池组放电状态时，控制器控制第一切换开关A中的触点7和触点6 接通，触点4和触点5导通，同时控制第二切换开关B的触点4和触点3 导通，触点7和触点8导通。同时控制器控制第一开关管Q1和第二开关管 Q2交替导通，即在t1时间段内，控制器给第一开关管Q1的栅极高电平，第一开关管Q1导通，给第二开关管Q2栅极低电平，电池组通过第一开关管Q1向隔离变换器的低压侧电磁线圈放电，电磁线圈的磁通发生变化，隔离变换器的高压侧感应磁通变化，自身产生电流；在t2时间段内，控制器给第二开关管Q2的栅极高电平，第二开关管Q2导通，给第一开关管Q1 栅极低电平，电池组通过第二开关管Q2向隔离变换器的低压侧电磁线圈放电，电磁线圈的磁通发生变化，隔离变换器的高压侧感应磁通变化，高压侧产生与t1时间段内方向相反的电流，即第一开关管Q1和第二开关管Q2 交替导通使得隔离变换器的高压侧输出低压交流电；低压交流电经第一桥式整流7整流后输出高压直流电，再经逆变电路4逆变输出高压交流电到负载。t1和t2为相邻的一个控制时间段，区间长度相同。
[0029] 电池组充电状态时，控制器控制第一切换开关A中的触点7和触点8 接通，触点4和触点3导通，同时控制第二切换开关B的触点4和触点5 导通，触点7和触点6导通。市电向负载供电的同时，还可以向电池组充电。市电通过第二桥式整流8后整流为直流电后输出到逆变电路4的输入端，控制器控制第一开关管Q1、第二开关管Q2和逆变电路4中的开关管，使第二开关管Q2、第三开关管Q3和第六开关管Q6三者控制极的控制电平同步，第一开关管Q1、第四开关管Q4和第五开关管Q5的控制电平同步, 第一开关管Q1和第二开关管Q2在控制器给出的同步信号交替导通。
[0030] 即在T1时间段内，控制器给第二开关管Q2、第三开关管Q3和第六开关管Q6三者控制极高电平，控制器给第一开关管Q1、第四开关管Q4和第五开关管Q5的控制极低电平，第二桥式整流8输入的直流电正极通过第三开关管Q3到第一切换开关的触点3，直流电负极通过第六开关管Q6再通过电感L2到第一切换开关的触点8，由于电池组充电状态时，控制器控制第一切换开关A中的触点7和触点8接通，触点4和触点3导通，所以直流电经过第一切换开关A到达隔离变换器的高压侧，隔离变换器的高压侧的磁
铁产生变化，隔离变换器的低压侧对
磁铁感应产生电流，此时由于第二开关管Q2高电平导通，第二开关管Q2配合低压侧的电磁线圈整流后，给电池组充电。
[0031] 在T2时间段内，控制器给第二开关管Q2、第三开关管Q3和第六开关管Q6三者控制极低电平，控制器给第一开关管Q1、第四开关管Q4和第五开关管Q5的控制极高电平，第二桥式整流8输入的直流电正极通过第三开关管Q4再通过电感L2到第一切换开关的触点8，直流电负极通过第五开关管Q5到第一切换开关的触点3，直流电经过第一切换开关A到达隔离变换器的高压侧，隔离变换器的高压侧的磁铁产生变化，隔离变换器的低压侧对磁铁感应产生电流，此时由于第一开关管Q1高电平导通，第一开关管 Q1配合低压侧的电磁线圈整流后，给电池组充电。
[0032] 在T1和T2时间段内，输向隔离变换器的高压侧的直流电方向是相反的，因此在隔离变换器低压侧给电池组充电时产生的电流也是反向的，低压侧的两组电磁线圈中产生的电流方向刚好与电池组的充电方向符合。T1 和T2为相邻的一个控制时间段，区间长度相同。
[0033] 从上述工作过程中可以看出，由于通过控制器对逆变电路的驱动，使得逆变电路实现两种不同的工作状态模式，在第一切换开关同步控制下接受控制器不同模式下的驱动既能实现逆变，也能反向给电池组充电。在两种工作状态下共用了控制器、隔离变换器、逆变电路、升压电路，从而大幅缩小双向逆变器的体积并大幅降低了双向逆变器的材料成本。
[0034] 以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、
变形或替换。
