电压变换器及其变压器内的磁通饱和的消除方法
阅读：989发布：2020-05-11
专利汇可以提供电压变换器及其变压器内的磁通饱和的消除方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 涉及 电压 变换器及其 变压器 内的磁通饱和的消除方法。使用隔离型拓扑的 开关 电压变换器包括用于将来自输入源的电 力 耦合至输出负载的变压器。当变压器从其初级侧向其次级侧传输电力时，必须保护变压器以防止其 铁 芯由于过大的磁通 密度 而饱和。使用在变压器的初级侧或次级侧测量的电压来估计磁通，其中，次级侧电压可以是整流电压。如果估计的磁通被检测为接近变压器铁芯的饱和 水 平，则缩减输入至变压器的任何电力。这可以通过 修改 控制电力开关的脉冲宽度调制PWM 波形 来完成，电力开关控制传输至变压器的输入电力。使用这些技术，可以消除变压器饱和而不需要在电压变换器内有明显过大的变压器。，下面是电压变换器及其变压器内的磁通饱和的消除方法专利的具体信息内容。
1.一种DC-DC电压变换器，包括：
功率级，所述功率级耦接至输入电源，所述功率级包括一个或更多个功率开关；
变压器，所述变压器包括耦接至所述功率级的初级绕组，以及次级绕组；
调节电路，所述调节电路将所述次级绕组耦接至输出节点，所述输出节点能够操作成向所述DC-DC电压变换器的负载供给电力；以及
控制器，所述控制器能够操作成：
生成用于控制所述一个或更多个功率开关的脉冲宽度调制PWM波形，其中，每个PWM波形包括一系列PWM脉冲；
基于所述初级绕组两端的电压和所述调节电路内的电压中的至少一个来估计所述变压器内的磁通；
检测超磁通状况，在所述超磁通状况下，所估计的磁通的量值已经超过所述变压器的磁通量限值；以及
响应于检测到所述超磁通状况而在所述PWM波形被提供至所述一个或更多个功率开关之前截断所述PWM波形内的脉冲。
2.根据权利要求1所述的DC-DC电压变换器，其中，所述控制器能够操作成：基于所述初级绕组两端的电压来估计所述磁通。
3.根据权利要求2所述的DC-DC电压变换器，其中，通过下述来执行所述磁通的估计：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
测量横跨所述初级绕组的第一端子和第二端子的初级电压，其中，所述初级电压是带符号的量；以及
使表示所估计的磁通的伏秒值加上所述初级电压。
4.根据权利要求2所述的DC-DC电压变换器，其中，通过下述来执行所述磁通的估计：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；
将所述初级绕组两端的电压分类为在第一极性脉冲间隔、第二极性脉冲间隔或无效间隔内，其中，第一极性和第二极性彼此相反；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
响应于所述初级绕组两端的电压被分类在所述第一极性脉冲间隔内而将磁通计数增大磁通值；以及
响应于所述初级绕组两端的电压被分类在所述第二极性脉冲间隔内而将所述磁通计数减小所述磁通值，
其中，所述磁通计数表示所估计的磁通。
5.根据权利要求4所述的DC-DC电压变换器，其中，通过以小于所述时钟频率的速率测量所述初级绕组两端的电压来确定所述磁通值。
6.根据权利要求1所述的DC-DC电压变换器，其中，所述控制器能够操作成：基于所述调节电路内的电压来估计所述磁通，所述调节电路内的电压对应于横跨所述次级绕组的第一端子和第二端子的次级电压。
7.根据权利要求6所述的DC-DC电压变换器，其中，所述次级电压是带符号的值，并且通过下述来执行所述磁通的估计：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
测量所述次级电压；以及
使表示所估计的磁通的伏秒值加上所述次级电压。
8.根据权利要求6所述的DC-DC电压变换器，其中，通过下述来执行所述磁通的估计：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；
将所述次级电压分类为在第一极性脉冲间隔、第二极性脉冲间隔或无效间隔内，其中，第一极性和第二极性彼此相反；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
响应于检测到所述次级电压在所述第一极性脉冲间隔内而将磁通计数增大磁通值；以及
响应于检测到所述次级电压在所述第二极性脉冲间隔内而将所述磁通计数减小所述磁通值，
其中，所述磁通计数表示所估计的磁通。
9.根据权利要求8所述的DC-DC电压变换器，其中，通过以小于所述时钟频率的速率测量所述次级电压来确定所述磁通值。
10.根据权利要求1所述的DC-DC电压变换器，其中：
所述控制器能够操作成基于所述调节电路内的电压来估计所述磁通；
所述调节电路还包括整流电压节点；以及
磁通估计所基于的所述调节电路内的电压是在所述整流电压节点处的整流电压。
11.根据权利要求10所述的DC-DC电压变换器，其中，所述控制器还能够操作成通过下述来估计所述磁通：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
测量所述整流电压；
在所述初级绕组两端的电压对应于第一极性的间隔期间，将伏秒值增大所测量的整流电压；以及
在所述初级绕组两端的电压对应于第二极性的间隔期间，将所述伏秒值减小所测量的整流电压，
其中，所述第一极性和所述第二极性彼此相反，并且所述伏秒值表示所估计的磁通。
12.根据权利要求10所述的DC-DC电压变换器，其中，所述控制器还能够操作成通过下述来估计所述磁通：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；
将所述整流电压与电压阙值进行比较，使得当所述整流电压超过所述电压阙值时，将所述整流电压分类为在整流电压脉冲间隔内，否则将所述整流电压分类为在无效间隔内；
以及
针对所述时钟信号的每个周期：
在与所述初级绕组两端的电压的第一极性对应的每个整流电压脉冲间隔期间，增大磁通计数，以及
在与所述初级绕组两端的电压的第二极性对应的每个整流电压脉冲间隔期间，减小所述磁通计数，
其中，所述第一极性和所述第二极性彼此相反，并且所述磁通计数表示所估计的磁通。
13.根据权利要求10所述的DC-DC电压变换器，其中：
将所述整流电压节点耦接至所述次级绕组的第一端子，以及
所述控制器还能够操作成还基于与第二电压节点对应的电压来估计所述磁通，所述第二电压节点耦接至所述次级绕组的第二端子。
14.根据权利要求1所述的DC-DC电压变换器，其中，所述磁通量限值是基于所述变压器的匝数、所述变压器的横截面面积和所述变压器的磁通饱和限值。
15.根据权利要求1所述的DC-DC电压变换器，其中，所述磁通量限值由下式给出：
BLIMIT＝N2AeBsat-Δ,
其中，N2是所述次级绕组的匝数，
Ae是所述变压器的横截面面积，
Bsat对应于所述变压器的磁通密度饱和限值，以及
Δ是非负裕量。
16.根据权利要求1所述的DC-DC电压变换器，其中，所述控制器还能够操作成通过下述来平衡所述变压器内的磁通：
在所述DC-DC电压变换器的周期期间捕获所估计的磁通的正峰值；
在所述DC-DC电压变换器的周期期间捕获所估计的磁通的负峰值；以及基于所述正峰值和所述负峰值或者基于所述正峰值和所述负峰值的平均值来调节与所述初级绕组两端的电压的正半周期和负半周期对应的PWM波形的脉冲，以平衡在所述正半周期和负半周期期间感应的磁通。
17.根据权利要求16所述的DC-DC电压变换器，其中，所述正峰值和所述负峰值或者所述正峰值和所述负峰值的平均值在被用于调节所述PWM波形的脉冲之前被低通滤波。
18.根据权利要求1所述的DC-DC电压变换器，其中，所述DC-DC电压变换器被配置成全桥拓扑、有源钳位正激拓扑和推挽拓扑中的一个。
19.一种用于消除DC-DC电压变换器的变压器内的磁通饱和的方法，所述方法包括：
生成用于控制所述DC-DC电压变换器内的一个或更多个功率开关的脉冲宽度调制PWM波形，其中，每个PWM波形包括一系列PWM脉冲；
基于所述变压器的初级绕组两端的电压和耦接至所述变压器的次级绕组的调节电路内的电压中的至少一个来估计所述变压器内的磁通；
检测超磁通状况，在所述超磁通状况下，所估计的磁通的量值已经超过所述变压器的磁通量限值；以及
响应于检测到所述超磁通状况而在所述PWM波形被提供至所述一个或更多个功率开关之前截断所述PWM波形内的脉冲。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，估计所述磁通基于所述初级绕组两端的电压。
21.根据权利要求19所述的方法，其中，估计所述磁通还包括：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
测量横跨所述初级绕组的端子的初级电压，其中，所述初级电压是带符号的量；以及使表示所估计的磁通的伏秒值加上所述初级电压。
22.根据权利要求19所述的方法，其中，估计所述磁通还包括：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；
将所述初级绕组两端的电压分类为在第一极性脉冲间隔、第二极性脉冲间隔或无效间隔内，其中，第一极性和第二极性彼此相反；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
响应于所述初级绕组两端的电压被分类在所述第一极性脉冲间隔内而将磁通计数增大磁通值；以及
响应于所述初级绕组两端的电压被分类在所述第二极性脉冲间隔内而将所述磁通计数减小所述磁通值，
其中，所述磁通计数表示所估计的磁通。
23.根据权利要求22所述的方法，其中，通过以小于所述时钟频率的速率测量所述初级绕组两端的电压来确定所述磁通值。
24.根据权利要求19所述的方法，其中，估计所述磁通是基于所述调节电路内的电压，所述调节电路内的电压对应于横跨所述次级绕组的端子的次级电压。
25.根据权利要求24所述的方法，其中，所述次级电压是带符号的值，并且估计所述磁通还包括：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
测量所述次级电压；以及
使表示所估计的磁通的伏秒值加上所述次级电压。
26.根据权利要求24所述的方法，其中，估计所述磁通还包括：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；
将所述次级电压分类为在第一极性脉冲间隔、第二极性脉冲间隔或无效间隔内，其中，第一极性和第二极性彼此相反；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
响应于检测到所述次级电压在所述第一极性脉冲间隔内而将磁通计数增大磁通值；以及
响应于检测到所述次级电压在所述第二极性脉冲间隔内而将所述磁通计数减小所述磁通值，
其中，所述磁通计数表示所估计的磁通。
27.根据权利要求26所述的方法，其中，通过以小于所述时钟频率的速率测量所述次级电压来确定所述磁通值。
28.根据权利要求19所述的方法，其中：
估计所述磁通是基于所述调节电路内的电压；以及
磁通估计所基于的所述调节电路内的电压是整流电压。
29.根据权利要求28所述的方法，其中，估计所述磁通还包括：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及
针对所述时钟信号的每个周期：
测量所述整流电压；
在所述初级绕组两端的电压对应于第一极性的间隔期间，将伏秒值增大所测量的整流电压；以及
在所述初级绕组两端的电压对应于第二极性的间隔期间，将所述伏秒值减小所测量的整流电压，
其中，所述第一极性和所述第二极性彼此相反，并且所述伏秒值表示所估计的磁通。
30.根据权利要求28所述的方法，其中，估计所述磁通还包括：
生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；
将所述整流电压与电压阙值进行比较，使得当所述整流电压超过所述电压阙值时，将所述整流电压分类为在整流电压脉冲间隔内，否则将所述整流电压分类为在无效间隔内；
以及
针对所述时钟信号的每个周期：
在与所述初级绕组两端的电压的第一极性对应的每个整流电压脉冲间隔期间，增大磁通计数，以及
在与所述初级绕组两端的电压的第二极性对应的每个整流电压脉冲间隔期间，减小所述磁通计数，
其中，所述第一极性和所述第二极性彼此相反，以及其中，所述磁通计数表示所估计的磁通。
31.根据权利要求19所述的方法，其中，所述磁通量限值是基于所述变压器的匝数、所述变压器的横截面面积和所述变压器的磁通饱和限值。
32.根据权利要求19所述的方法，其中，所述磁通量限值由下式给出：
BLIMIT＝N2AeBsat-Δ,
其中，N2是所述次级绕组的匝数，
Ae是所述变压器的横截面面积，
Bsat对应于所述变压器的磁通密度饱和限值，以及
Δ是非负裕量。
33.根据权利要求19所述的方法，还包括通过下述来平衡所述变压器内的磁通：
在所述DC-DC电压变换器的周期期间捕获所估计的磁通的正峰值；
在所述DC-DC电压变换器的周期期间捕获所估计的磁通的负峰值；以及基于所述正峰值和所述负峰值或者基于所述正峰值和所述负峰值的平均值来调节与所述初级绕组两端的电压的正半周期和负半周期对应的PWM波形的脉冲，以平衡在所述正半周期和负半周期期间感应的磁通。
34.根据权利要求33所述的方法，还包括：
对所述正峰值和所述负峰值或者所述正峰值和所述负峰值的平均值进行低通滤波，并且使用经滤波的值来调节所述PWM波形的脉冲。
电压变换器及其变压器内的磁通饱和的消除方法
技术领域
背景技术
[0002] 隔离型直流(DC)到DC开关电压变换器使用变压器将来自输入源的电力变换成用于输出负载的电力。这样的电压变换器包括将DC输入电力变换成馈送至变压器初级侧的交流(AC)电力的初级侧功率开关。对在变压器的次级侧上供给的AC电力进行整流以将其变换回DC电力，该DC电力继而被提供给输出负载。初级侧功率开关通常由脉冲宽度调制(PWM)波形来控制。PWM控制器生成具有适于满足输出负载的电力需要的频率和占空比的PWM波形。
[0003] 必须保护隔离型DC-DC电压变换器中的变压器以便防止变压器铁芯的饱和以及初级侧功率开关的相关联的故障。当变压器铁芯内的磁通密度接近饱和水平时，外部磁场将不能再有效地增大变压器铁芯的磁化强度。这种情况的影响是变压器的初级绕组开始出现电气短路，这导致过大的电流通过初级绕组。这样过大的电流也流过初级侧功率开关并且可能损坏它们。为了防止损毁初级侧功率开关以及与变压器铁芯饱和相关联的其他问题例如过热，在DC-DC电压变换器中必须防止变压器铁芯饱和。
[0004] 用于防止铁芯饱和的最直接的技术是测量流过初级侧绕组的电流，并且将其与指示铁芯将饱和的某电流限值进行比较。如果初级侧电流超过该限值，则可以调节PWM波形(例如，可以减小PWM波形的占空比)以防止铁芯饱和。该技术需要感测初级侧电流，这需要额外的电路并且通常具有一些相关联的电力损耗。虽然这样的技术是有效的，并且也可以用于平衡电流和磁通的半周期，但是在一些应用中其可能不可行。具体地，该技术不适合于其中PWM发生器和/或控制器位于电压器的次级侧的隔离型DC-DC电压变换器。
[0005] 如上所述，在不主动防止铁芯饱和的情况下，变压器铁芯容易熔化而流走，其中，电压变换器的正半周期和负半周期中小的不匹配会导致磁通量逐渐增大，这最终会导致变压器铁芯的饱和。这可以通过平衡正半周期和负半周期来解决。用于这样做的一个技术是使用电容器将电力耦合至初级侧绕组中。由于增加的电路(尺寸)、部件成本、电力损耗等以及这样的技术不能保障安全的操作，所以该技术常常不是优选的技术。可以与电容器使用结合或者作为电容器使用的替选来操作的其他磁通平衡技术用于在相当大的时间尺度上平衡正半周期和负半周期，但不立即识别和防止铁芯饱和。因为这样的磁通平衡技术的动作相当慢，所以平均变压器磁通将在磁通平衡技术能够补偿这样的偏移之前趋于升至正值或降至负值。为了确保在使用这样的慢动作的磁通平衡时变压器铁芯不饱和，变压器必须设计有比在能够获得完美的磁通平衡的情况下所需的磁通饱和水平明显更高的磁通饱和水平。这可以通过选择具有空气隙或在物理上比其他必需品更大(例如，具有更大的铁芯横截面面积)的变压器来完成，以便针对磁通饱和实现足够的安全裕量。由于例如其增大的尺寸和增大的成本，在大部分应用中应该避免该过度设计的变压器。
[0006] 因此，需要用于估计DC-DC电压变换器的变换器内的磁通、用于立即防止电压器铁芯的饱和、以及用于平衡变压器内的正磁通偏移和负磁通偏移的改进技术。这样的技术应该可用于在电压变换器的初级侧或次级侧上实现，并且应该不需要感测初级侧电流。使用这样的技术应该允许隔离型DC-DC电压变换器设计有更小且更高效的变压器，同时实现消除变压器铁芯饱和的安全操作。发明内容
[0007] 根据开关电压变换器的一个实施例，电压变换器包括功率级、变压器、调节电路和控制器。功率级耦接至输入电源并且包括一个或更多个功率开关。变压器包括初级绕组和次级绕组，其中，初级绕组耦接至功率级。调节电路将变压器的次级绕组耦接至输出节点，该输出节点能够操作成向电压变换器的负载供给电力。控制器能够操作成生成用于控制功率级的功率开关的脉冲宽度调制(PWM)波形，其中，每个PWM波形包括一系列PWM脉冲。控制器还能够操作成基于电压变换器内的电压来估计变压器内的磁通。该电压可以在变压器的初级绕组两端、变压器的次级绕组两端或调节电路内获取。使用所估计的磁通来检测超磁通状况，在该状况下，所估计的磁通已经超过变压器的磁通量限值。如果检测到这样的状况，则在将PWM波形提供给一个或更多个功率开关之前对PWM波形内的脉冲进行截断(truncate)。
[0008] 根据消除电压变换器的变压器内的磁通饱和的方法，通过估计变压器的磁通并且在所估计的磁通接近饱和限值的情况下缩减输入至电压器的电力来消除变压器的铁芯内的磁通饱和。该方法包括生成用于控制电压变换器内的一个或更多个功率开关的脉冲宽度调制(PWM)波形的步骤，其中，每个PWM波形包括一系列PWM脉冲。基于变压器的初级绕组两端的电压、变压器的次级绕组两端的电压或电压变换器的次级侧的电压来估计变压器的磁通。如果所估计的磁通超过变压器的磁通量限值，则检测到超磁通状况。响应于检测到这样的超磁通状况，对所生成的PWM波形内的一个或更多个脉冲进行截断，以便暂时使电力不能输入至变压器铁芯。将经修改的PWM波形提供给功率开关。
附图说明
[0010] 附图的元件相对于彼此不一定是按比例的。相似的附图标记表示相应相似的部分。可以对各个所示实施例的特征进行组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘了实施例，并且在随后的描述中详述了该实施例。
[0011] 图1示出了使用全桥拓扑的电压变换器的电路图，其中，电压变换器被配置成估计变压器内的磁通并且修改PWM波形以防止变压器铁芯的饱和。
[0013] 图3示出了与图2的波形类似的波形，但还示出了高磁通状况的检测以及所得到的PWM波形的修改。
[0014] 图4示出了针对至变压器的输入包括阶梯增加的电压的情形，与变压器输入电压、变压器的实际磁通和变压器的估计磁通对应的波形。
[0015] 图5示出了除了图5的电压变换器内的磁通估计是基于变压器的次级绕组两端的电压以外与图1的电压变换器类似的电压变换器的电路图。
[0016] 图6示出了除了图6的电压变换器内的磁通估计是基于电压变换器的次级侧的整流电压以外与图5的电压变换器类似的电压变换器的电路图。
[0017] 图7示出了变压器输入电压、变压器的实际磁通、次级侧整流电压以及基于整流电压的磁通估计的波形，其中，所述波形对应于可以在图6的电压变换器内找到的波形。
[0018] 图8示出了与图7的波形类似的波形，但还示出了至变压器的输入包括阶梯增加的电压的情形。
[0019] 图9示出了如被包括在图1、图5和图6的电压变换器中的磁通控制器和PWM发生器的更详细版本。
[0020] 图10示出了与图9的磁通控制器和PWM发生器类似的磁通控制器和PWM发生器，但还包括快速占空比调节。
[0021] 图11示出了除了波形被相移以控制电力传输量而不是使用占空比来控制电力传输量以外与图3的PWM波形类似的PWM波形。
[0022] 图12示出了使用有源钳位正激(ACF)拓扑的电压变换器，并且其使用如针对全桥电压变换器所描述的磁通估计和超磁通防止技术。
[0023] 图13示出了电压变换器内用于估计电压变换器的变压器内的磁通并且用于消除变压器内的磁通饱和的方法。
具体实施方式
[0024] 本文描述的实施例提供了用于估计隔离型DC-DC电压变换器的变压器铁芯内的磁通的技术。所估计的磁通被持续跟踪，并且如果其接近变压器的磁通饱和限值，则电压变换器的控制器立即缩减输入至变压器的电力。这可以例如通过修改脉冲宽度调制(PWM)波形来完成，所述脉冲宽度调制波形控制向变压器的初级绕组提供电流的功率开关。PWM波形可以被修改成具有非常小的延迟，该非常小的延迟意味着不必具有大的安全裕量来防止变压器铁芯磁通饱和。这继而意味着，与不使用这样的磁通估计和跟踪技术的DC-DC电压变换器相比，可以使用较小的变压器。
[0025] 本文描述的磁通估计还可以用于例如慢控制回路中的磁通平衡。虽然本文描述的磁通估计、磁通跟踪和磁通限制技术使得磁通平衡不太重要，但是至少为了防止铁芯饱和，保持平均磁通密度接近零仍然是可取的。由于如正半周期与负半周期之间的定时不匹配、负载需求的改变或施加至变压器的初级侧绕组的平均电压的DC偏移等实现问题，平均磁通可能漂移至非零值。通过保持磁通估计的运行平均值，可以识别长期非零的平均磁通，并且控制器可以调节PWM波形以将该长期平均磁通驱使至零。
[0026] 以下描述的磁通估计技术不依赖于感测隔离型DC-DC电压变换器的初级侧的电流。相反，使用在DC-DC电压变换器内的各个节点处感测的电压来估计磁通。更具体地，以下描述的技术使用与变压器的初级绕组对应的电压、与变压器的次级绕组对应的电压或DC-DC电压变换器的次级侧上的整流电压来估计磁通。
[0027] 在DC-DC电压变换器的控制器内执行磁通估计和跟踪。该控制器还包括PWM发生器，该PWM发生器提供用于控制DC-DC电压变换器的初级侧上的功率开关的信号。如果控制器检测到磁通估计接近磁通饱和限值，则控制器将修改PWM信号以进一步缩减输入至变压器的电力，从而防止变压器铁芯达到饱和点。本文呈现的技术特别适用于位于DC-DC电压变换器的次级侧上的控制器，但是可以容易地推广至在这样的变换器的初级侧上实现的控制器。
[0028] 本文描述的技术不限于单相或多相电压变换器。为了以下描述的清晰，在单相电压变换器的背景下描述该技术，但是应当理解，该技术可以容易地推广至多相电压变换器。此外，该技术应用于固定频率的DC-DC电压变换器和可变频率的DC-DC电压变换器两者。为了以下描述的清晰，示出了使用固定开关频率的电压变换器，但是应当理解，该技术可以应用于可变频率的电压变换器。
[0029] 在以下详细描述和相关联的图中提供了电压变换器电路和电压变换器内的方法的各种实施例。所描述的实施例出于说明的目的而提供了特定示例，而不意在限制。除非环境不允许，否则可以对来自示例实施例的特征和方面进行组合或重排列。
[0030] 下面描述电压变换器电路的三个示例性实施例。这些实施例的变化主要在于用于估计DC-DC电压变换器内的变压器的磁通的技术。在这些实施例的第一实施例中，使用变压器的初级绕组两端的电压来估计磁通。在第二实施例中，使用变压器的次级绕组两端的电压来估计磁通。在第三实施例中，使用变压器的次级侧上的整流电压来估计磁通。这些实施例是针对使用全桥拓扑的电压变换器来描述的，但是该技术也适用于其他拓扑。描述了第三实施例的变型来示出在有源钳位正激拓扑内可以如何使用该技术。除了电压变换器实施例以外，还描述了电压变换器内的方法的实施例。
[0031] 图1示出了可以在其中实现磁通估计、限制和平衡技术的DC-DC电压变换器100。所示的电压变换器100是全桥变换器，但是该技术也应用于其他推挽拓扑、有源钳位正激拓扑等。电压变换器100包括功率级110、变压器120、隔离器130、调节电路140和控制器160。输入电源VIN向电压变换器100提供电力，并且电压变换器100将输出电力供给至负载150。
[0032] 输入电源VIN被提供给功率级110，功率级110使用功率开关来耦接至变压器120。功率级110包括四个功率开关Q1、Q2、Q3、Q4，其在驱动级112内分别具有相关联的驱动器。以全桥式构造来定向开关Q1、Q2、Q3、Q4。在电压变换器100的正半周期内的有效间隔期间，开关Q1和Q3导通，从而产生被提供至变压器120的正电压VAB。在电压变换器100的负半周期内的有效间隔期间，开关Q2和Q4导通，从而在变压器120的输入VAB两端向压器120提供负电压。另外，可以存在“死区”间隔，在该“死区”间隔期间，开关Q1、Q2、Q3、Q4都不导通，并且没有在VAB两端向变压器120提供电压。
[0033] 功率开关Q1、Q2、Q3、Q4在图1中被示出为增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但是可以使用其他的开关类型。例如，结型场效应晶体管(JFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或其他类型的功率晶体管在一些应用中可能是优选的。功率开关Q1、Q2、Q3、Q4可以被集成在同一半导体芯片上，可以分别被设置在单独的芯片上，或者可以以其他方式被分布在多个半导体芯片中。驱动级112内的驱动器可以被集成在与其相应的开关Q1、Q2、Q3、Q4相同的一个或多个半导体芯片上，或者可以被设置在单独的芯片上。
[0034] 变压器120包括具有N1匝的初级绕组122、分别具有N2匝的次级绕组124a、124b以及铁芯126。图1的变压器120还包括漏电感LLK，其不是单独的部件，但是其模拟了未包括在绕组122、124a、124b中的杂散电感。次级绕组124a、124b在中心抽头处连接在一起。整流电压节点Vrect被耦接至该中心抽头。假设漏电感LLK的影响微不足道，则比率N2/N1确定了整流电压Vrect与变压器120的输入电压VAB的比率。
[0035] 调节电路140被配置成对从次级绕组124a、124b输出的电压进行整流，并且在将其提供至负载150之前对整流电压Vrect进行滤波。如图1中所示，整流开关QSR1、QSR2由控制器160控制以从次级绕组124a、124b两端感应的AC电压中产生整流电压Vrect(整流电压Vrect在被输入至控制器160之前可能需要例如使用电阻分压器来进行转移。为了便于说明，未对其进行示出)。可以使用其他的整流电路或技术。例如，二极管可以将次级绕组124a、124b的每个外部端子耦接至整流电压节点，同时将中心抽头耦接至负载150的接地端。在另一替选的构造中，桥构造中的四个二极管可以与不具有中心抽头的次级绕组一起使用。通常，与图1所示的使用整流开关QSR1、QSR2的有源整流相比，该基于二极管的整流由于与二极管相关联的电力损坏而对于低电压不是优选的。调节电路140还包括形成LC滤波器的输出电感器LO和电容器CO。LC滤波器用于平滑提供至负载150的电压VO。
[0036] 控制器160负责控制电压变换器100以便向负载150供给必要的电力(电压VO和电流ILOAD)。这包括控制整流开关QSR1、QSR2来生成整流电压Vrect，并且生成控制功率级110的开关Q1、Q2、Q3、Q4的PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4。用于控制整流开关的技术在本领域中是公知的，并且此处不对这样的常规技术进行描述以避免模糊本发明的独特方面。生成控制功率开关Q1、Q2、Q3、Q4的PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4以确保负载150被供给适当的电力，并且该生成通常基于输出电压VO和/或负载电流ILOAD。基于负载需求，使用常规技术来生成基准PWM波形。例如，比例、积分和微分(PID)控制器可以使用输出电压VO来自适应地确定用于PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4的占空比。因为这样的技术是公知的，所以在本文中将不对其进行进一步的描述(输出电压VO在被输入至负载150之前可能需要例如使用电阻分压器来进行转移。为了便于说明，未对其进行示出)。替代地，以下描述关注本发明的独特方面，其涉及用于修改PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4以防止变压器铁芯126饱和的技术，其中，PWM波形修改是基于变压器铁芯126内的磁通的估计。
[0037] 控制器160及其组成部分可以使用模拟硬件部件(例如晶体管、放大器、二极管和电阻器)和主要包括数字部件的处理器电路的组合来实现。处理器电路可以包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器和专用集成电路(ASIC)中的一个或更多个。控制器160还可以包括存储器例如如闪存等非易失性存储器以及一个或更多个定时器，所述存储器包括由处理器电路使用的指令或数据。控制器160输入有传感器信号如与VO、Vrect和ISENSE对应的信号。
[0038] 电压变换器控制器160包括磁通控制器170和PWM发生器180。磁通控制器170被配置成估计和跟踪变压器120的磁通、通过改变由PWM发生器180生成的PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4来限制该磁通以及可选地通过将磁通的长期平均值驱使至零来平衡磁通。首先，使用图2、图3和图4的波形来描述这些技术。在图9和图10中提供了示例性磁通控制器和示例性PWM发生器的更详细描述。
[0039] 变压器铁芯内的磁通密度(B)在时间间隔Tx期间的变化由下式给出：
[0040]
[0041] 其中，v(t)是变压器的绕组两端的电压，
[0042] N是变压器绕组的匝数，以及
[0043] A是变压器的横截面面积。
[0044] 假设t0是电压变换器100的切换周期的开始，并且Tx是切换周期(即切换频率的倒数)，在周期Tx期间的磁通密度变化在理想情况下为零。当在电压变换器的正半周期期间出现的正磁通偏移与在电压变换器的负半周期期间出现的负磁通偏移完美地平衡时，出现该理想情况。正偏移与负偏移之间的这样完美的平衡可能由于各种原因——包括例如减小PWM占空比的负载释放、增大PWM占空比的负载增加以及耦接至变压器120的电源电压VIN的变化——而被破坏。
[0045] 考虑变压器120的初级侧并且假设漏电感LLK微不足道，则等式(1)的磁通变化可以重写为：
[0046]
[0047] 其中，N1是初级绕组122的匝数，
[0048] A是变压器120的横截面面积，以及
[0049] VAB(t)是变压器120的初级侧两端的电压。
[0050] 将等式(2)转换成使用具有周期T的采样时钟对电压VAB进行采样的离散时间，得到：
[0051] 在从k0至k0+K的时间段期间，
[0052] 等式(2)和(3)的右手侧可以被认为是提供磁通变化的变量，其中，变量以伏秒来提供。将针对初级绕组122的匝数N1、变压器120的有效铁芯面积A和磁通密度饱和限值BSAT的设计参数存储在控制器160中。例如，控制器160可以包含用于存储这些值的非易失性存储器(未示出)，并且可以在电压变换器100的构造或校准阶段期间将这些值加载至存储器中。考虑这些参数，由BSATN1A给出的上饱和限值和由-BSATN1A给出的下饱和限值(两者均为伏-秒单位)可以用于指示变压器铁芯126的超磁通状况。
[0053] 图2示出了在电压变换器100的三个周期期间内变压器铁芯126中的磁通B以及在控制器160中跟踪的磁通的估计。这些波形200示出了以下期间的操作：磁通B被限定在饱和限值BSAT_HI、BSAT_LO(BSAT_HI＝BSAT，BSAT_LO＝-BSAT)内。在与所示波形200对应的电压变换器的子实施例中，使用磁通控制器170内的计数器来估计磁通B。当检测到初级侧电压VAB为高(正)，使计数器递增，然而当检测到初级侧电压VAB为低(负)，使计数器递减。如果初级侧电压VAB为零或接近零，则不改变计数器。由磁通控制器170来执行初级侧电压VAB是高、低还是接近零的确定，如图1中所示，磁通控制器170经由隔离器130来输入有与节点A和B对应的电压。在该子实施例中，等式(3)的实现被有效地简化，以假设VIN为定值，并且VAB的大小等于该定值，如等式(3)的以下变型中所示：
[0054] 其中在等式(4)中，阙值VAB_THRESH被选择为在0与
预期值VIN之间的某值，例如VAB_THRESH可以是
预期值VIN之间的某值，例如VAB_THRESH可以是
[0055] PWM发生器180提供控制功率开关Q1、Q2、Q3、Q4的PWM波形210、220。在每个周期的正间隔期间，对控制信号VPWM_Q1、VPWM_Q3生成PWM脉冲以启用功率开关Q1和Q3，如由周期1期间的脉冲212所例示的。在每个周期的负间隔期间，对控制信号VPWM_Q2、VPWM_Q4生成PWM脉冲以启用功率开关Q2和Q4，如由周期1期间的脉冲224所例示的。这导致在VAB两端的正电压脉冲和负电压脉冲，如周期1期间的脉冲232、234。由于通过隔离器130、驱动级112和功率开关Q1、Q2、Q3、Q4的电路延迟，VAB两端的电压脉冲相对于由PWM发生器180输出的PWM控制信号VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4有略微延迟。
[0056] 磁通B随时间变化，如波形240中所示。由VAB两端的第一正电压脉冲232生成磁通中的第一增大242。跟随该第一增大242的是与VAB两端的第一负电压脉冲234对应的第一磁通减小244。由于例如负载150增大的电力需求，PWM波形210、220的占空比在周期2和3期间增大。如所示的，在周期2和3期间，磁通B显现出(不期望的)正偏置。
[0057] 当检测到电压VAB为正时，位于磁通控制器170中的计数器递增，并且当检测到电压VAB为负时，该计数器递减。计数器有效地跟踪等式(4)中描述的值的变量。图2中示出了与所得到的计数对应的波形250，并且可以看出，该计数Count估计了实际磁通B波形240。计数Count波形250中还示出了与磁通限值BSAT_HI、BSAT_LO对应的计数限值CountLIM_HI、CountLIM_LO。计数限值可以由下式给出：
[0058]
[0059]
[0060] 可以将磁通限值BSAT_HI、BSAT_LO设定为例如变压器铁芯126的饱和磁通水平+/-BSAT，并且增量Δ表示确保实际上不会由于实际考量(如电路延迟)而达到磁通限值BSAT_HI、BSAT_LO的安全裕量。
[0061] 图2中所示的波形200示出了如何可以使用计数器来估计磁通，但是波形200不能解决在磁通量或其估计超过某阙值的情况下采取的任何动作。在图3的波形300中示出了这样的情形。除了估计磁通B的计数器达到计数限值并且因此PWM波形310被修改以缩减输入至变压器120的电力以外，这些波形300与图2的波形200类似。
[0062] 在时刻t＝tEXC处，计数Count达到或超过上计数限值CountLIM_HI。这由磁通控制器170来检测，磁通控制器170响应于所述检测而向PWM发生器180指示其应该立即缩减输入至变压器120的任何电力。响应于该指示，PWM发生器180对周期3内的持续正脉冲313进行钳位。换言之，脉冲313相对于其在未检测到高磁通状况的情形下呈现的状态而被缩短(截断)。注意，在时刻t＝tEXC处的检测与脉冲313的下降沿之间存在略微延迟。在PWM脉冲313的下降沿之后不久，功率开关Q1和Q3被禁用，并且输入电源电压VIN从变压器输入电压VAB断开，如由周期3内的正VAB脉冲335的下降沿所指示的。此时，磁通B停止升高，由计数Count波形
350跟踪的磁通估计也是如此。注意，虽然暂时超过了计数限值CountLIM_HI，但是磁通B保持在磁通限值BSAT_HI以下。VAB波形在周期3期间的负脉冲337不受任何钳位的影响。在图3中所示的3个周期期间，磁通波形340和计数Count波形350呈现正偏置(平均值)，但是相对于没有钳位的实施例，钳位用于减小该偏置。
350跟踪的磁通估计也是如此。注意，虽然暂时超过了计数限值CountLIM_HI，但是磁通B保持在磁通限值BSAT_HI以下。VAB波形在周期3期间的负脉冲337不受任何钳位的影响。在图3中所示的3个周期期间，磁通波形340和计数Count波形350呈现正偏置(平均值)，但是相对于没有钳位的实施例，钳位用于减小该偏置。
[0063] 如到目前为止所描述的，磁通控制器170使用具有固定增量/减量的计数器来估计磁通B。虽然这样的实现可以在输入电压VIN非常稳定时良好地工作，但是如果输入电压VIN存在变化，则可能出现问题。在图4的波形400中示出了这样的情形。为了便于说明，未示出PWM控制信号VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4，但是应当理解，这些控制信号是如以上在图2和图3中所解释的那样。
[0064] 虽然图2和图3示出了其中负载150所需的电力增大(即负载升高)导致增大了VAB脉冲间隔的情形，但是图4的VAB脉冲间隔相对稳定。然而，在周期2期间发生了VAB脉冲的量值的阶梯变化431。这样的阶梯变化431可能由于电源电压VIN的增大而发生。响应于VAB脉冲增大的量值431，磁通B的变化率(斜率)增大441。如果用于估计该磁通的计数器使用固定的增量/减量，如在与图3的波形对应的子实施例中那样，则所得到的计数将不能解释电压VIN的增大、VAB脉冲量值的相应增大以及所得到的磁通B的增大。继而，由计数器提供的磁通估计将不能准确地跟踪实际磁通B，这意味着任一磁通限值BSAT_HI、BSAT_LO可能被超过，或者在确定计数限值CountLIM_HI、CountLIM_LO时需要大的安全裕量，例如在之前的子实施例中提到的Δ参数的大值。
[0065] 在另一子实施例中，通过使用可变增量/减量的计数器来解决以上问题，该计数器提供了更准确的磁通估计并且解释了输入电源电压VIN的变化。与等式(4)相关联的简化实现相比，这样的实施例更接近地实现了等式(3)的磁通估计。改进的磁通估计(计数)由下式给出：
[0066] 在从k0至k0+K的时间段期间，
[0067] 计数
[0068] 图4中示出了由利用这样的改进磁通估计的子实施例得到的波形400。注意，对计数限值CountLIM_LO、CountLIM_HI进行了修改，使得它们不再由预期的输入电压VIN归一化。从而，这些限值可以有下式给出：
[0069]
[0070]
[0071] 根据图4中所示的波形430，提供给变压器120的电压VAB的值在周期2的正间隔期间具有阶梯增加431。这引起变化率441的增大，在441处，磁通B增大，如磁通波形440所示。基于由等式(6)给出的计数Count的磁通估计跟踪451该增大的磁通变化率441。计数Count波形450在周期2期间未达到上计数限值CountLIM_HI。然而，电压VAB增大的量值使改进的计数在周期2的负间隔期间在时刻t＝tEXC处降至下计数限值CountLIM_LO以下。如关于图3所描述的子实施例中那样，对磁通估计(计数)达到计数限值CountLIM_LO、CountLIM_HI的检测使磁通控制器170向PWM发生器180提供以下指示：应该对任何持续的PWM脉冲进行钳位。这导致周期2期间的负VAB脉冲433相对于在未检测到高磁通状况的情形下会生成的PWM脉冲而言被缩短。虽然由计数Count给出的磁通估计降至下限值CountLIM_LO以下，但是变压器铁芯126的磁通B保持在磁通限值BSAT_HI、BSAT_LO范围内。
[0072] 以上子实施例描述了用于估计磁通B的计数Count可以使用固定的增量/减量或可以使用由在计数的每个时钟周期上采样的电压VAB确定的增量/减量。在又一子实施例中，增量/减量可以基于电压VAB(或相关联的输入电压VIN)，但是可以以小于用于计数的时钟的速率(rate)的速率对其进行采样。例如，可以每切换周期对电压VAB(或输入电压VIN)采样一次，并且所得到的电压由计数器用于下一个切换周期。在该子实施例的变型中，可以对正半周期和负半周期期间的VAB两端的电压积分或取平均，并且结果用作电压变换器的下一个切换周期的增量/减量。
[0073] 图5示出了电压变换器500的第二实施例。虽然以上子实施例是基于使用至变压器120的输入两端的电压VAB来估计磁通B的第一实施例，但是图5的实施例使用变压器120的次级绕组124a、124b两端的电压VCD。图5的电压变换器500与图1的电压变换器100类似，并且以下仅描述明显不同的那些部件。
[0074] 因为电压变换器500的磁通估计技术不使用与变压器120输入对应的电压VAB，所以隔离器530被简化，因为其不需要将与节点A和B对应的电压从电压变换器500的初级侧传输至次级侧。将与节点C和D对应的电压提供给控制器560内的磁通控制器570。可以在调节电路540内、在变压器120内或在其之间的某处感测这些电压VC、VD。除了如以下所说明的以外，控制器560和其中的磁通控制器570与第一实施例的电压变换器100内的相应电路160、170大体相同。
[0075] 变压器铁芯126的磁通变化可以由下式给出：
[0076]
[0077] 其中，N2是次级绕组124a、124b中的一个次级绕组的匝数，
[0078] A是变压器120的横截面面积，以及
[0079] VCD(t)是变压器120的次级绕组124a、124b两端的电压。
[0080] 注意，等式(8)表示等式(2)的变型，不同在于磁通变化ΔB是基于变压器120的次级侧的参数而不是其初级侧的参数。可以将等式(8)转换成使用具有周期T的采样时钟对电压VCD进行采样的离散时间，从而得到：
[0081] 在从k0至k0+K的时间段期间， 基于等式(9)来估计磁通B的子实施例可以以与结合图1的电压变换器100描述的子实施例类似的方式来实现。例如，子实施例可以使用递增/递减固定量的计数器，如之前关于图2、图3和等式(4)所描述的那样。另一子实施例可以以与关于图4和等式(6)所描述的方式类似的方式来使用递增/递减与次级侧电压VCD对应的值的计数器。由于它们与第一实施例的子实施例的类似性，所以在此处不详细描述第二实施例的这些子实施例。除了在磁通控制器570内实现的磁通估计是基于次级侧电压VCD和次级绕组124a、124b的匝数N2以外，第二实施例的技术与第一实施例的技术相同。还要注意，例如由等式(5)和(7)给出的计数限值CountLIM_HI、CountLIM_LO被改变成使用次级侧参数VCD、N2。由Δ给出的安全裕量也可能需要被改变以解释例如电压变换器500的次级侧具有比初级侧更小的电压(针对降压变换器)，和/或与VAB相比在感测电压VCD时的不同延迟。
[0082] 图6示出了根据第三实施例的电压变换器600。该第三实施例使用电压变换器600的次级侧的电压来估计变压器铁芯126内的磁通。然而，该实施例的电压变换器600使用整流电压如Vrect而不是次级绕组两端的(带符号的)电压VCD来估计磁通B。该第三实施例被认为是优选的，因为其不需要感测额外的电压如VAB或VCD。如图6中所示，出于电压整流的目的，整流电压Vrect已经被输入至控制器660。该电压Vrect还可以被提供给磁通控制器670，在磁通控制器670处该电压Vrect可以用于磁通估计。
[0083] 整流电压Vrect自身并不指示变压器铁芯126内的磁通B的极性。虽然可以通过感测绕组电压VAB或VCD来找到磁通极性，但是可以从PWM发生器680更容易地获得极性。例如，当VPWM_Q1和VPWM_Q3为高即对应于输入至变压器120的正电压VAB时，磁通极性BPOL可以被认为是正，并且当VPWM_Q2和VPWM_Q4为高即对应于输入至变压器120的负电压VAB时，磁通极性BPOL可以被认为是负。当PWM波形存在变化时，可以获得这样的磁通极性指示BPOL，并且可以由PWM发生器680将该指示提供给磁通控制器670，使得磁通控制器670知道磁通极性。在包括例如其中BSAT_LO＝-BSAT_HI的许多实施例中，磁通控制器670可能不需要知道磁通极性；磁通控制器670可以仅在其维持的两个极性之间转换。
[0084] 下面，将描述与之前关于第一实施例描述的子实施例类似的子实施例。在图9和图10中提供了关于磁通控制器670和PWM发生器680的额外细节，包括用于平衡磁通的技术。注意，以下描述的该额外细节和技术大体上也适用于第一和第二实施例，但是在该第三实施例中进行描述，因为该第三实施例被认为是优选的实施例。
[0085] 图7示出了在电压变换器600的三个周期期间变压器铁芯126中的磁通B以及控制器660中跟踪的磁通的估计。图7的波形700与图3的波形类似，但是为了便于说明，在图7中省略了PWM波形。
[0086] 在电压变换器600的子实施例中，假设输入电源电压VIN恒定，并且因此可以使用具有固定增量/减量的计数器来估计磁通B。示出了在电压变换器600的3个周期期间与由功率级110输出并且输入至变压器120的电压VAB对应的波形730。由例如负载150增大的电力需求引起的负载升高导致所示增大的脉冲持续时间。如磁通B波形740所示，这导致变压器铁芯126内的磁通B的量值增大。
[0087] 对次级侧电压VCD(为了便于说明而未示出)进行整流，从而产生具有如图7所示的波形760的整流电压Vrect。注意，整流电压Vrect相对于变压器120输入电压VAB有略微延迟。将整流电压Vrect输入至磁通控制器670，在磁通控制器670处，例如使用比较器电路将整流电压Vrect与阙值Vrect_thresh进行比较以产生二进制输出Vrect_comp，如波形770所示。当该电压为高时，阙值Vrect_thresh被选择为在0与预期值Vrect之间的某值。
[0088] 当Vrect_comp为高且磁通极性BPOL为正时，磁通控制器670内的计数器递增，并且当Vrect_comp为高且磁通极性BPOL为负时，磁通控制器670内的计数器递减。所得到的计数Count示出在波形750中，并且用于提供磁通740的一阶估计。磁通控制器670监测计数Count，并且如果计数延伸至CountLIM_LO与CountLIM_HI之间的范围之外，则检测到高磁通状况。响应于这样的检测，磁通控制器670向PWM发生器680指示：应该截断任何持续的PWM脉冲，使得正输入至变压器120的电力被缩减。在图7中示出了这种情况的示例，其中，由磁通控制器670检测到计数Count波形750在时间点751处超过了计数限值CountLIM_HI。磁通控制器670向PWM发生器680指示：必须立即禁用任何持续的PWM脉冲。之后不久，将PWM波形(为了便于说明而未示出)如控制功率级110内的功率开关Q1、Q3的VPWM_Q1和VPWM_Q3设置为低。这继而缩短了变压器输入电压VAB在周期3期间的正脉冲735，从而阻止了在变压器铁芯126中感应出额外的磁通B。假设安全裕量Δ足够，则所描述的技术防止了磁通B超过饱和限值BSAT_HI。这在磁通B波形
740中被示出。
740中被示出。
[0089] 在另一子实施例中，没有假设输入电压VIN恒定，并且使用整流电压Vrect的值来解释输入电压VIN的变化及其对磁通B的影响。这样的实施例与结合图4针对第一实施例描述的实施例类似，其中，主要不同之处在于整流电压Vrect在被添加至计数之前必须被分配合适的极性。这样的计数Count可以由下式给出：
[0090] 在从k0至k0+K的时间段期间，
[0091] 计数
[0092] 其中，
[0093] N2是次级绕组124a、124b的匝数，以及
[0094] A是变压器120的横截面面积。
[0095] 注意，磁通极性BPOL在整流电压Vrect的每个脉冲内不改变，并且磁通极性BPOL从整流电压Vrect的一个脉冲至下一个脉冲交替。
[0096] 图8示出了与第三实施例的另一子实施例对应的波形800。如VAB波形830所示，提供至变压器120的电压VAB的值在周期2的正磁通极性期间具有阶梯增加831。这引起变化率841的增加，在841处磁通B增大如磁通波形840所示，并且还引起整流电压Vrect中的阶梯增加871，如其波形870所示。基于由等式(10)给出的计数Count的磁通估计850跟踪851该增大的磁通B变化率。计数Count在周期2期间未达到上计数限值CountLIM_HI。然而，电压Vrect增大的量值使改进的计数在周期2的负磁通极性期间在时刻t＝tEXC处降至下计数限值CountLIM_LO以下。对磁通估计(计数)达到计数限值CountLIM_LO、CountLIM_HI的检测使得磁通控制器170向PWM发生器680提供以下指示：应该对任何持续的PWM脉冲进行截断。这导致周期2期间的负VAB脉冲833和负磁通整流电压Vrect脉冲873相对于在未检测到高磁通状况的情形下会生成的脉冲而言被缩短。虽然由计数Count给出的磁通估计降至下限值CountLIM_LO以下，但是变压器铁芯126的磁通B保持在磁通限值BSAT_HI、BSAT_LO范围内，即变压器铁芯126未达到磁通饱和水平。
[0097] 图9示出了控制器960中如在之前描述的三个实施例的电压控制器中使用的一部分。除了限制磁通B以外，控制器960还平衡正磁通偏移和负磁通偏移，以便将长期平均磁通驱使至零。图9的控制器960包括磁通控制器970、PWM发生器980和占空比确定器990。如关于图1的控制器160所类似说明的，图9的控制器960可以使用包括处理器和存储器的电路来实现。为了便于说明，控制器960将被描述为图6的电压变换器600的一部分，但是应当理解，可以将在控制器960内实现的技术类似地合并至图1和图5的电压变换器100、500中。
[0098] 在一些实现方式中可以作为PWM发生器980的一部分的占空比确定器990使用输出的负载电压VO来确定用于PWM发生器980的占空比(d)。在通常的实现方式中，将输出的负载电压VO与目标电压VTARGET进行比较以生成误差电压VERR(未示出)。该误差电压VERR然后馈送至占空比控制器，如比例积分微分(PID)控制器(为了便于说明而未示出)，其确定占空比(d)应该被增大还是减小以及增大多少或减小多少。因为PID控制器的操作在本领域中是公知的，所以在本文中未进一步描述这样的常规操作。所得到的占空比(d)通常在电压变换器600的每个切换周期更新一次，并且被提供给PWM发生器980。注意，目标电压VTARGET通常被存储在控制器960的存储器内，并且可以在电压变换器600的构造或校准期间进行设定。
[0099] 磁通控制器970包括磁通估计器972、磁通平衡器974和磁通限制器976。磁通估计器972被输入以下中的一个或更多个：来自电压变换器的初级侧的输入电压VAB、电压变换器的次级绕组两端的电压VCD以及电压变换器的次级侧上的整流电压Vrect。在一些实现方式例如在使用整流电压Vrect来估计磁通B的实现方式中，还可以将磁通极性BPOL例如从PWM发生器980提供至磁通估计器972。磁通估计器972基于输入电压来估计变压器铁芯126内的磁通B。可以基于具有固定增量/减量的计数Count或基于具有由输入电压确定的增量/减量值的计数Count来确定磁通估计BEST。在图1、图5和图6的电压变换器100、500、600中描述了用于估计磁通B的这样的技术。估计的磁通BEST被提供至磁通平衡器974和磁通限制器976。
[0100] 磁通限制器976使用磁通估计BEST(例如计数)来检测高磁通状况。以上针对图1、图5和图6的电压变换器100、500、600描述了这样的检测技术，因此此处将仅简要地概述这样的技术。
[0101] 将磁通限值BLIM_HI、BLIM_LO提供至磁通限制器976或存储在磁通限制器976中。可以将这些限值BLIM_HI、BLIM_LO存储在磁通限制器976的存储器内或位于控制器960内的其他存储器内。如关于图1、图5和图6的电压变换器100、500、600所说明的，基于如变压器铁芯的磁通饱和限值BSAT、变压器的绕组内的匝数(例如N1、N2)和安全裕量Δ等参数来确定作为BLIM_HI、BLIM_LO的示例的计数限值CountLIM_HI、CountLIM_LO。通常，限值BLIM_HI、BLIM_LO具有相同的量值，但是具有相反的极性。
[0102] 磁通限制器976监测磁通估计BEST(例如计数)并且持续地将其与磁通限值BLIM_HI、BLIM_LO(例如，CountLIM_HI、CountLIM_LO)进行比较。如果磁通估计BEST落在由磁通限值指示的范围{BLIM_HI，BLIM_LO}之外，则磁通限制器976提供任何有效PWM脉冲需要立即被截断(钳位)的指示C，以便禁用所有功率开关，继而缩减输入至变压器120的任何电力。注意，虽然磁通限制器976用于防止变压器120中的磁通饱和，但是所描述的PWM波形的钳位减少了供给至电压变换器600的负载150的电力，并且可以用于在变压器铁芯120内的平均磁通中产生非零偏置。可以通过主动地平衡正磁通偏移和负磁通偏移来至少部分地减轻这些问题。
[0103] 磁通平衡器974使用所提供的磁通估计BEST来生成占空比调节ΔdPOS，该占空比调节ΔdPOS用于去除长期磁通中的任何偏置，即用于将平均磁通驱使至零。在示例性技术中，磁通平衡器974针对电压变换器600的每个周期来获得磁通估计BEST的正峰值BMAX_EST和磁通估计BEST的负峰值BMIN_EST。这可以通过监测磁通估计BEST并且存储这些峰值来完成，或者可以使用电压VAB、VCD或Vrect的沿或使用PWM波形的沿(例如VPWM_Q1、VPWM_Q2)来获得峰值BMAX_EST、BMIN_EST。针对每个切换周期来生成峰值的差值，例如ΔB＝BMAX_EST－BMIN_EST。对几个切换周期上的该差值ΔB进行积分或低通滤波以生成经滤波的差值ΔBFILT。然后使用经滤波的差值ΔBFILT来生成提供至PWM发生器980的占空比调节ΔdPOS。如果经滤波的差值ΔBFILT为零，则磁通在正半周期与负半周期之间被完美地平衡，并且占空比调节ΔdPOS可以保持为零。如果经滤波的差值ΔBFILT为正，则这指示正磁通偏置，该正磁通偏置需要通过减小在输入VAB两端向变压器120施加正电压时的时间间隔来补偿。这通过将正占空比调节ΔdPOS设置为负值从而减小正间隔的占空比并相应地增大负间隔的占空比来完成(在切换周期内，净能量传输和平均占空比由于平衡而未改变。)。可以经由查表法或经由类似的映射技术将占空比调节ΔdPOS的量确定为经滤波的差值ΔBFILT的函数，例如ΔdPOS＝f(ΔBFILT)。
[0104] PWM发生器980包括铁芯PWM发生器982、占空比调节求和电路984a、984b和PWM波形截断/钳位电路988a、988b。占空比调节求和器984a、984b被输入占空比d和占空比调节ΔdPOS，并且针对切换周期的正间隔和负间隔来生成单独的占空比dPOS、dNEG。对于给定的切换周期，单独的占空比dPOS、dNEG的平均值与占空比d相同，即占空比调节ΔdPOS在切换周期的正间隔与负间隔之间有效地转移能量，但不改变在切换周期期间提供的总能量。
[0105] 铁芯PWM发生器982被输入单独的占空比dPOS、dNEG，并且使用这些来生成PWM波形。截断电路988a、988b被输入来自铁芯PWM发生器982的PWM波形，并且如果由磁通限制器976通知信号C，则截断电路988a、988b对PWM波形内的脉冲进行钳位。
[0106] 上述控制器960用于通过实现对PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4的快动作钳位来防止变压器铁芯126内的磁通饱和，并且用于通过使用经滤波的磁通估计ΔBFILT而实现对磁通的慢动作平衡来平衡磁通B，其中PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4用于将电力切换至变压器120。然而，PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4的任何钳位将至少暂时地拒绝电压变换器600的负载150所需和期望的电力。除了输出电压VO将降低的不希望后果外，占空比确定器990(例如，PID控制器)还试图补偿该电压降低，就好像其是由负载需求的变化引起的。这些动作的净效果是当PWM波形被钳位时，在输出电压VO上将感应出瞬变(可能包括振动)。在改进的控制器中，PWM波形的钳位也伴随有占空比调节以补偿钳位的脉冲，从而更快地平衡正偏移与负偏移之间的磁通。
[0107] 图10示出了控制器1060，在与图9的控制器960大体相同，并且下面将不描述其中相同的电路。除了生成钳位指示信号C以外，磁通限制器1076还生成占空比调节ΔdPOS_FAST。与仅缩减输入至变压器120的电力和/或等待慢动作的磁通平衡器974平衡正磁通偏移和负磁通偏移不同，占空比调节ΔdPOS_FAST用于更快地补偿钳位的PWM脉冲。为了提供明确的示例，考虑以下情形：电压变换器600的周期内的正PWM脉冲间隔由于钳位指示信号C而减小了
10％。与此结合，磁通限制器1076还将生成指示该周期内的负PWM脉冲间隔应该增大10％的占空比调节ΔdPOS_FAST。通过将能量传输从正间隔有效地转移至负间隔，在切换周期期间通过变压器120的总能量传输不受钳位的影响。虽然该更快的平衡减小了(慢动作的)磁通平衡器974的负担，但是磁通平衡器974仍然需要校正由除了检测到高磁通状况和对输出PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4进行钳位以外的异常引起的不平衡。例如，足够小而不会引起高磁通状况的负载升高可能仍会导致应该被校正的不平衡，并且变压器输入上的电压偏置可能导致应该被校正的不平衡。
10％。与此结合，磁通限制器1076还将生成指示该周期内的负PWM脉冲间隔应该增大10％的占空比调节ΔdPOS_FAST。通过将能量传输从正间隔有效地转移至负间隔，在切换周期期间通过变压器120的总能量传输不受钳位的影响。虽然该更快的平衡减小了(慢动作的)磁通平衡器974的负担，但是磁通平衡器974仍然需要校正由除了检测到高磁通状况和对输出PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4进行钳位以外的异常引起的不平衡。例如，足够小而不会引起高磁通状况的负载升高可能仍会导致应该被校正的不平衡，并且变压器输入上的电压偏置可能导致应该被校正的不平衡。
[0108] 对PWM发生器1080进行改良，使得其被输入并使用快动作的占空比调节ΔdPOS_FAST。如图10所示，使用另外的求和电路1086a、1086b来调节正占空比dPOS和负占空比dNEG。用于完成该占空比调节的其他技术也是可行的。例如，可以在将慢动作的占空比调节ΔdPOS和快动作的占空比调节ΔdPOS_FAST提供给PWM发生器1080之前对它们进行求和。
[0109] 在全桥电压变换器的背景下对以上实施例进行了描述，其中输入至变压器电力由控制功率开关的PWM波形的占空比来控制。特别值得注意的以及如可以由图1的电压变换器100生成的图3的波形300所示的，启用功率开关Q1和Q3的PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q3两者同时为高并且同时为低。事实上，可以使用单个生成的波形来控制这些功率开关Q1、Q3两者。同样，启用功率开关Q2和Q4的PWM波形VPWM_Q2、VPWM_Q4两者同时为高并且同时为低。通过调节这些波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4的占空比来控制输入至变压器120的电力。然而，应当认识到，用于控制输入至变压器120的电力的其他技术也可以结合以上描述的磁通估计和超磁通保护技术来使用。这样的用于控制电力输入的其他技术(如相移控制)在一些应用中具有如零电压切换(ZVS)等优点。
[0110] 图11示出了波形1100，其中，使用PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2、VPWM_Q3、VPWM_Q4的相移类型来控制输入至变压器120的电力。控制功率开关Q1的VPWM_Q1的PWM波形1110a在名义上具有固定的占空比(例如，50％)。控制功率开关Q4的VPWM_Q4的PWM波形1110b是VPWM_Q1的PWM波形1110a的相反版本。类似地，VPWM_Q2、VPWM_Q3的PWM波形1120a、1120b是彼此的相反版本。VPWM_Q2的PWM波形1120a在名义上是VPWM_Q1的PWM波形1110a的延迟(相移)版本。对于电压变换器的给定周期，相移(延迟)量确定了在该周期期间至变压器120的能量传输。PWM波形1100示出了3个周期，每个周期具有相应的相移PS1、PS2、PS3，其中，电力传输由于例如负载150增大的电力需求而随时间增加。PWM波形1110a、1110b、1120a、1120b使得电压器输入电压VAB具有如图11所示的波形1130。
[0111] 电压VAB、磁通B和磁通估计计数Count的波形1130、1140、1150与图3的波形330、340、350大体相同。如在之前的实施例中描述的，可以基于变压器输入电压VAB、变压器次级电压VCD或调节电路140中的一些其他电压如Vrect来确定磁通估计计数Count。在时刻t＝tEXC处，磁通控制器170、570、670检测到磁通估计计数Count已经超过磁通限值CountLIM_HI。磁通控制器170、570、670向PWM发生器180、580、680指示该高磁通状况，PWM发生器180、580、680作为响应而截断在VPWM_Q3的PWM波形1120b的周期2中开始的脉冲1123b。因为VPWM_Q3的PWM波形1120b是VPWM_Q2的PWM波形1120a的相反版本，所以结合该截断，在周期3期间VPWM_Q2脉冲
1123a的上升沿被提前。换句话说，在周期3期间针对VPWM_Q2、VPWM_Q3的PWM波形1120a、1120b正常应该生成的相移PS3被修改以产生减小的相移PS3mod。修改的相移PS3mod(截断的PWM脉冲)继而导致供给至变压器输入VAB的电压脉冲1133的截断。由于该脉冲1133被缩短，所以至变压器120的能量传输被缩减，并且变压器铁芯126的磁通密度B保持在饱和限值BSAT_HI、BSAT_LO范围内(注意，在检测到高磁通状况、截断PWM脉冲1113a和截断VAB脉冲之间会产生小的延迟。为了便于说明，未示出这些延迟。)。
1123a的上升沿被提前。换句话说，在周期3期间针对VPWM_Q2、VPWM_Q3的PWM波形1120a、1120b正常应该生成的相移PS3被修改以产生减小的相移PS3mod。修改的相移PS3mod(截断的PWM脉冲)继而导致供给至变压器输入VAB的电压脉冲1133的截断。由于该脉冲1133被缩短，所以至变压器120的能量传输被缩减，并且变压器铁芯126的磁通密度B保持在饱和限值BSAT_HI、BSAT_LO范围内(注意，在检测到高磁通状况、截断PWM脉冲1113a和截断VAB脉冲之间会产生小的延迟。为了便于说明，未示出这些延迟。)。
[0112] 如以上所描述和图11所示的，对VPWM_Q2、VPWM_Q3的PWM波形1120a、1120b进行修改以限制变压器磁通B。可替选地，可以修改VPWM_Q1、VPWM_Q4的PWM波形1110a、1110b。这样的替选在大部分应用中不是优选的，因为通常的相移控制已经改变了用于控制至负载150的电力的VPWM_Q2、VPWM_Q3的PWM波形1120a、1120b。在这样的应用中要求修改VPWM_Q1、VPWM_Q4的PWM波形1110a、1110b可能不可行。
[0113] 注意，通过将相移(例如，PS1、PS2、PS3)映射成占空比和慢动作的占空比调节(例如，ΔdPOS)并且将相移修改(例如，PS3-PS3mod)映射成快动作的占空比调节(例如，ΔdPOS_FAST)，结合图9和图10描述的磁通平衡技术也适用于使用相移控制的电压变换器。
[0114] 已经在全桥电压变换器的背景下描述了以上实施例。然而，以上描述的超磁通保护和磁通平衡技术也适用于其他隔离型拓扑。接下来描述将这些技术合并至有源钳位正激(ACF)电压变换器。注意，这些技术以与图6的全桥电压变换器600大致相同的方式来利用整流电压Vrect。下面仅描述ACF电压变换器的与全桥变换器600明显不同的那些方面。还应注意，ACF电压变换器在本领域中是公知的，因此不详细描述其常规操作。
[0115] 图12的ACF电压变换器1200包括功率级1210、变压器1220、隔离器1230、调节电路1240和控制器1260。输入电源VIN向电压变换器1200提供电力，并且电压变换器1200将输出电力供给至负载1250。
[0116] 功率级1210包括功率开关Q1、Q2以及用于驱动功率开关Q1、Q2的驱动级1212。控制功率开关Q1、Q2以向变压器1220提供电力。变压器1220被建模为具有漏电感LIK和磁化电感Lmag。变压器1220包括具有N1匝的初级绕组1222、具有N2匝的次级绕组1224和铁芯1226。隔离器1230缓冲由控制器1260生成并且控制功率级1210内的功率开关Q1、Q2的PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2。调节电路1240使用功率开关QSR1和QSR2来对在变压器1220的次级侧上设置的电压进行整流。调节电路1240还使用电感器LO和电容器CO来对整流电压Vrect进行滤波，并且将滤波电压VO提供至负载1250。控制器1260向功率开关QSR1和QSR2提供控制信号以用于电压整流，并且其中的PWM发生器1280生成PWM波形VPWM_Q1、VPWM_Q2。控制器1260还包括磁通控制器1270，磁通控制器1270检测高磁通状况并且结合PWM发生器1280来限制输入至变压器1220的磁通。
[0117] 磁通控制器1270与图6的磁通控制器670类似。然而，图12所测量的整流电压Vrect对磁通估计是不足够的。磁通控制器1270还在整流功率开关QSR1两端测量与漏-源极电压Vds对应的电压(整流电压Vrect和/或漏-源极电压Vds在被输入至控制器1260之前可能需要例如使用电阻分压器来进行转移。为了便于说明，未对其进行示出。)。然后，磁通估计基于整流电压Vrect与漏-源极电压Vds之间的差值。该电压差值对应于变压器1220的次级绕组1224两端的电压VCD。磁通控制器1260通过利用如关于图6的磁通控制器670描述的技术，使用电压差值(对应于电压VCD)来估计磁通。所估计的磁通然后用于检测高磁通状况，并且响应于这样的检测来修改由PWM发生器1280生成的PWM波形以防止变压器铁芯1226中的磁通饱和。
[0118] 图13示出了用于消除电压变换器的变压器内的磁通饱和的方法1300。该方法可以在例如电压变换器的控制器内实现。该方法1300的技术与以上关于图1、图5、图6和图12的电压变换器100、500、600、1100、1200描述的那些技术类似。
[0119] 在第一步骤1310中，生成用于控制电压变换器内的一个或更多个功率开关的PWM波形。这些PWM波形中的每一个包括一系列PWM脉冲，其中，PWM波形的占空比、切换频率和相移中的至少一个确定了传输至变压器的电量。基于变压器的初级绕组两端的电压和/或耦接至变压器的次级侧的调节电路内的电压来估计1320变压器内的磁通，以生成磁通估计BEST。将磁通估计BEST的量值与磁通限值BLIM进行比较1330以确定是否接近饱和磁通水平。如果磁通估计BEST的量值超过磁通限值BLIM，则采取校正动作以缩减提供至变压器的电力。更具体地，在这种情形下，截断1335PWM波形内的任何持续的PWM脉冲。PWM脉冲截断1335之后或如果不需要截断，则将PWM波形提供1340至功率开关，以控制提供至变压器的电力。
[0120] 如本文中所使用的，术语“具有(having)”、“包含(containing)”、“包括(including)”、“含有(comprising)”等是开放性的术语，其指示所述元件或特征的存在性，而不排除另外的元件或特征。冠词“一个(a)”、“一个(an)”、“该(the)”旨在包括复数以及单数，除非上下文另有清楚地指示。
[0121] 应当理解，本文描述的各个实施例的特征可以彼此组合，除非另有特别地注明。
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