一种计及磁阻转矩的五相永磁电机最大转矩电流比MTPA容错
控制方法
技术领域
背景技术
[0002] 内嵌式永磁电机因为其高转矩
密度、高效率以及高可靠性等特点，在电动
汽车牵引、航天航空以及海上巡航系统领域应用越来越广泛。同时，对于
飞行器、电动汽车等一些可靠性要求较高的场合，稳定可靠的电机驱动系统尤为重要。因此，容错永磁电机的高可靠性的容错控制方法受到了广泛的关注。
[0003] 近年来，国内外学者对于内嵌式永磁同步电机的最大转矩电流比(MTPA)控制和多相电机的容错控制都进行了深入的研究，并取得了很多的成果。
[0004] 目前常用的一种高性能的最大转矩电流比控制
算法是基于高频
信号注入的方法，但是这种方法的现有研究主要都集中在电机正常运行状态下的应用，未能实现电机故障状态下的MTPA控制。
[0005] 多相电机的容错控制算法的研究主要都集中在如何获得电机故障状态下的最优容错电流。现有的容错电流计算方法主要包括了从瞬时功率、瞬时转矩以及磁链不变等
角度，结合两个常用的优化条件最小
铜耗和铜耗相等，通过拉格朗日乘数法等非线性优化工具，来求取容错电流；从电机故障状态下的数学模型出发，利用降阶矩阵，求取容错电流；也有利用智能算法来求取容错电流。但是这些容错电流的计算方法一般都是基于id＝0的控制算法，适用于表贴式永磁电机，对于内嵌式永磁的电机而言，容错运行时没有充分利用内嵌式永磁电机的磁阻转矩来提升电机的输出转矩性能。
发明内容
[0006] 针对传统容错控制难以利用磁阻转矩的弊端以及现有MTPA未能实现带故障运行的现状，本发明提出了一种计及磁阻转矩的五相永磁电机最大转矩电流比MTPA容错控制方法。
[0007] 为达到技术目的，本发明采用如下技术方案：
[0008] 一种计及磁阻转矩的五相永磁电机最大转矩电流比MTPA容错控制方法，包括如下步骤：
[0009] 步骤1，检测五相永磁电机转速，作为电机的速度反馈ωr，将给定转速ω*r与反馈转速ωr相比较得到电机的转速误差er，采用PI
控制器根据转速误差er计算得到五相永磁电机的q轴电流，PI控制器的输出量为给定的q轴电流i*q。
[0010] 步骤2，利用电流
传感器采样五相永磁电机的各相电流ia，ib，ic，id，ie，根据采样得到的各相电流来确定五相永磁电机的故障相。根据所确定的故障相来选择对应单相开路时的降阶矩阵，利用所选取的降阶矩阵，对采样得到的五相永磁电机的相电流进行矩阵变换，得到故障时五相永磁电机反馈的d-q-3轴电流idm，iqm，i3m。
[0011] 步骤3，根据之前得到的故障相信息，利用CPWM模
块中得到的剩余正常相
输出电压的占空比和
母线电压以及故障相的反电势，通过矩阵变换得到故障下的d-q轴电压udm，uqm。
[0012] 步骤4，将所得到的d-q轴电压udm，uqm和电流idm，iqm以及转速ωr，作为
输入信号输入到最大转矩电流比容错模块(FT-MTPA)中，利用虚拟信号注入法，来得到五相永磁电机的d轴电流，FT-MTPA的输出量为给定的d轴电流i*d。
[0013] 步骤5，分别将给定的d-q-3轴电流i*d，i*q，i*3与反馈的d-q-3轴电流idm，iqm，i3m相比较，得到d-q-3轴电流误差eid，eiq，ei3，采用PI控制器根据得到的d-q-3轴电流误差eid，eiq，ei3计算得到五相永磁电机d-q-3轴的电压，三个PI控制器的输出量分别为五相永磁电机给定d-q-3轴的电压分量u*d，u*q，u*3。
[0014] 步骤6，利用降阶变换将给定的d-q-3轴电压分量u*d，u*q，u*3变换到五相自然坐标* * * * * * * * * *系下的给定相电压u a，ub，uc，u d，u e。将所得到的给定相电压ua，u b，u c，ud，u e输入到CPWM模块，得到各相的
开关信号。将得到的开关信号输入到逆变器中控制电机，实现五相永磁电机的最大转矩电流比容错控制。
[0015] 进一步，步骤2中所述的降阶矩阵的推导方法为：在一相开路故障情况下，对去除了原矩阵中故障相对应的元素后的新矩阵，以保障故障前后电机磁链在α-β平面的圆形轨迹不变为原则进行重构。
[0016] 以A相开路故障为例：
[0017] 当A相发生开路故障时，去除A相对应元素后的矩阵为：
[0018]
[0019] 其中，上式中的δ＝2π/5。
[0020] 上面得到的新的clarke矩阵为去掉A相相关元素后得到的新矩阵，因为第三行与其他行都不
正交，因此可以将第三行去掉，并根据所述保障故障前后电机磁链在α-β平面的圆形轨迹不变原则，对矩阵进行重构，得到A相开路故障时的降阶clarke变换矩阵：
[0021]
[0022] 五相永磁电机单相发生开路故障时的降阶park变换矩阵为：
[0023]
[0024] 进一步，步骤4中所述FT-MTPA模块的具体执行步骤如下：
[0025] 步骤4.1，将所得到的d-q轴电压udm，uqm和电流idm，iqm以及转速ωr，通过一个低通
滤波器，得到滤波后的d-q轴电压ud，uq和电流id，iq以及转速ωm。
[0026] 步骤4.2，由滤波后的d-q轴电流id，iq计算得到电流的幅值Im和电流
相位角β:
[0027]
[0028] 步骤4.3，在电流相位角β中注入高频信号△β，利用电流幅值Im和含高频信号的电流相位角β+△β计算得到含高频分量的d-q轴电流ihd，ihq。
[0029] Δβ＝Asin(ωht)
[0030]
[0031] 步骤4.4，根据滤波后得到的d-q轴电压ud，uq，电流id，iq，转速ωm，步骤4.3中得到的含高频分量的d-q轴电流ihd，ihq以及五相永磁电机的d轴电感Ld来计算含有高频分量的五相永磁电机的电磁转矩The，并给出其泰勒展开表达式：
[0032]
[0033]
[0034] 步骤4.5，将含有高频分量的转矩The，通过中心
频率为ωh的
带通滤波器提取出分量，将带通滤波器提取的信号与同相位的sin(ωht)相乘：
[0035]
[0036] 步骤4.6，将相乘得到的信号通过
低通滤波器提取出其中的直流量获得正比于 的信号，利用PI控制器或纯积分控制器积分出d轴电流i*d。
[0037] 进一步，步骤3中所述利用CPWM模块中得到的剩余正常相输出电压占空比和母线电压以及故障相的反电势，计算d-q轴电压udm，uqm的方法为：
[0038]
[0039]
[0040] 进一步，步骤5中所述的给定三次空间电流分量i*3可以依照铜耗最小和铜耗相等两种优化条件来确定：
[0041] 铜耗最小原则：
[0042]
[0043] 铜耗相等原则:
[0044]
[0045] 本发明具有以下有益效果：
[0046] 1、本发明将虚拟信号注入的MTPA算法和使用降阶矩阵的容错算法相结合，解决了传统容错控制难以利用磁阻转矩的弊端以及弥补了现有MTPA未能实现带故障运行的遗憾，实现了内嵌式五相永磁同步电机容错运行状态下的MTPA控制。使得内嵌式五相永磁同步电机在容错运行时也能够充分利用磁阻转矩分量，提高了电机故障状态下的输出转矩性能，提升了电机的容错运行效率，拓宽了电机容错运行时的调速范围，使其能更好的适用于电动汽车等需要高可靠性和宽调速范围的应用领域。
[0047] 2、本发明采用的MTPA算法为虚拟信号注入法，与传统信号注入的MTPA算法相比，不会增加电机的
铁耗和铜耗；本发明采用的容错方法为利用降阶矩阵的容错控制算法，降阶矩阵与其他从瞬时功率、瞬时转矩以及磁链不变等角度，通过拉格朗日乘数法等非线性优化工具来求取容错电流的方法相比，操作简单，不需要经过复杂的非线性优化过程，可以实现容错电流的在线求解。
[0048] 3、本发明采用的PWM调制方式为基于载波的
脉宽调制CPWM，与传统容错算法中使用的电流滞环调制方法相比，CPWM具有固定的调制周期，可以用来实现故障状态下的
磁场定向控制。
附图说明
[0049] 图1：采用虚拟信号注入和降阶矩阵实现的FT-MTPA容错控制
框图；(a)五相永磁电机基于CPWM实现的最大转矩电流比容错控制的主框图；(b)采用虚拟信号注入实现最大转矩电流比容错控制的算法框图；
[0050] 图2：五相永磁同步电机容错运行时的电流
波形；(a)铜耗相等条件下得到的电流波形；(b)铜耗最小条件下得到的电流波形；
[0051] 图3：五相永磁同步电机容错运行时的d轴电流；
[0052] 图4：五相永磁同步电机容错运行的(a)速度波形；(b)转矩波形；
[0053] 图5：采用高频信号注入和降阶矩阵实现的FT-MTPA容错控制框图；
[0054] 图6：高频信号注入实现最大转矩电流比容错控制的算法框图。
具体实施方式
[0056] 具体实施例1，主要是介绍基于虚拟信号注入和降阶矩阵所实现的最大转矩电流比容错控制，其控制框图如图1所示。下面结合附图，仔细说明该实施例的具体实施方式和实施效果。
[0057] 步骤1，检测五相永磁电机转速，作为电机的速度反馈ωr，将给定转速ω*r与反馈转速ωr做差得到电机的转速误差er，采用PI控制器根据转速误差er计算得到五相永磁电机的q轴电流，PI控制器的输出量为给定的q轴电流i*q。
[0058] 步骤2，利用电流传感器采样五相永磁电机的各相电流ia，ib，ic，id，ie，根据采样得到的各相电流来确定五相永磁电机的故障相。根据所确定的故障相来选择对应单相开路时的降阶矩阵，利用所选取的降阶矩阵，对采样得到的五相永磁电机的相电流进行矩阵变换，得到故障时五相永磁电机反馈的d-q-3轴电流idm，iqm，i3m。
[0059] 其中降阶矩阵的重构原则是以保障故障前后电机磁链在α-β平面的圆形轨迹不变。
[0060] 以A相开路故障为例：
[0061] 当A相发生开路故障时，去除A相对应元素后的矩阵为：
[0062]
[0063] 其中，上式中的δ＝2π/5。
[0064] 上面得到的新的clarke矩阵为去掉A相相关元素后得到的新矩阵，因为第三行与其他行都不正交，因此可已经第三行去掉，并根据所述保障故障前后电机磁链在α-β平面的圆形轨迹不变为原则，对矩阵进行重构，得到A相开路故障时的降阶clarke变换矩阵：
[0065]
[0066] 五相永磁电机单相发生开路故障时的降阶park变换矩阵为：
[0067]
[0068] 步骤3，根据之前得到的故障相信息，利用CPWM模块中得到的剩余正常相输出电压占空比和母线电压以及故障相的反电势，通过矩阵变换得到故障下的d-q轴电压udm，uqm。
[0069] 其中，利用CPWM模块中得到的剩余正常相输出电压占空比和母线电压以及故障相的反电势，计算d-q轴电压udm，uqm的方法为：
[0070]
[0071]
[0072] 步骤4，将所得到的d-q轴电压udm，uqm和电流idm，iqm以及转速ωr，作为输入信号输入到最大转矩电流比容错模块(FT-MTPA)中，利用虚拟信号注入方法，来得到五相永磁电机的d轴电流，FT-MTPA的输出量为给定的d轴电流i*d。
[0073] 如图1(b)所示，利用虚拟信号注入法进行FT-MTPA控制的具体步骤操作如下：
[0074] 步骤4.1，将所得到的d-q轴电压udm，uqm和电流idm，iqm以及转速ωr，通过一个低通滤波器，得到滤波后的d-q轴电压ud，uq和电流id，iq以及转速ωm。
[0075] 步骤4.2，由滤波后的d-q轴电流id，iq计算得到电流的幅值Im和电流相位角β:
[0076]
[0077] 步骤4.3，在电流相位角β中注入高频信号△β，利用电流幅值Im和含高频信号的电流相位角β+△β计算得到含高频分量的d-q轴电流ihd，ihq。
[0078] Δβ＝Asin(ωht)
[0079]
[0080] 步骤4.4，根据滤波后得到的d-q轴电压ud，uq，电流id，iq，转速ωm，步骤4.3中得到的含高频分量的d-q轴电流ihd，ihq以及五相永磁电机的d轴电感Ld来计算含有高频分量的五相永磁电机的电磁转矩The，并给出其泰勒展开表达式：
[0081]
[0082]
[0083] 步骤4.5，将含有高频分量的转矩The，通过中心频率为ωh的带通滤波器提取出分量，将带通滤波器提取的信号与同相位的sin(ωht)相乘：
[0084]
[0085] 步骤4.6，将相乘得到的信号通过低通滤波器提取出其中的直流量获得正比于 的信号，利用PI控制器或纯积分控制器积分出d轴电流
i*d。
[0086] 步骤5，分别将给定的d-q-3轴电流i*d，i*q，i*3与反馈的d-q-3轴电流idm，iqm，i3m做差，得到d-q-3轴电流误差eid，eiq，ei3，采用PI控制器根据得到的d-q-3轴电流误差eid，eiq，ei3计算得到五相永磁电机d-q-3轴的电压，三个PI控制器的输出量分别为五相永磁电机给定d-q-3轴电压分量u*d，u*q，u*3。
[0087] 其中，给定三次空间电流分量i*3可以依照铜耗最小和铜耗相等两种优化条件来确定：
[0088] 铜耗最小原则：
[0089]
[0090] 铜耗相等原则:
[0091]
[0092] 如图2容错运行时的相电流所示：图2(a)为在铜耗相等原则下的相电流波形，剩余正常相的电流幅值相等，器件功率等级一定的情况下，能提高电机的最大转矩输出能
力；图2(b)为铜耗最小原则下的电流波形，剩余正常相的电流幅值不同，此时电机总的铜耗最小。
[0093] 步骤6，利用降阶变换将给定的d-q-3轴电压分量u*d，u*q，u*3变换到五相自然
坐标系下的给定相电压u*a，u*b，u*c，u*d，u*e。将所得到的给定相电压u*a，u*b，u*c，u*d，u*e输入到CPWM模块，得到各相的开关信号。将得到的开关信号输入到逆变器中控制电机，实现五相永磁电机的最大转矩电流比容错控制。
[0094] 由图3所示，给出了五相永磁同步电机A相开路容错运行时的d轴电流波形，从图中可以看出，d轴电流最终稳定在d轴电流理论值附近，从而也验证了FT-MTPA算法的正确性，最终可以稳定在最大转矩点附近。
[0095] 图4给出了五相内嵌式永磁同步电机A相开路容错运行时的转速和转矩波形。由图4(a)为转速波形图可以看出，电机容错运行时的转速恒定；图4(b)为转矩波形图，可以看出电机容错运行时的输出转矩平均值保持了不变，满足了电机的容错运行要求。
[0096] 具体实施例2
[0097] 具体实施例2，主要是介绍基于高频信号注入和降阶矩阵所实现的最大转矩电流比容错控制，其控制框图如图2所示。与具体实施例1相比，具体实施例2的FT-MTPA算法，采用了高频信号注入的方法，高频信号注入与虚拟信号注入相比不需要电机的具体参数，但是会增加系统的铜耗和铁耗。下面结合附图5和图6，仔细说明该实施例的具体实施方式。
[0098] 步骤1，检测五相永磁电机转速，作为电机的速度反馈ωr，将给定转速ω*r与反馈转速ωr做差得到电机的转速误差er，采用PI控制器根据转速误差er计算得到五相永磁电机的q轴电流，PI控制器的输出量为给定的q轴电流i*q。
[0099] 步骤2，利用电流传感器采样五相永磁电机的各相电流ia，ib，ic，id，ie，根据采样得到的各相电流来确定五相永磁电机的故障相。根据所确定的故障相来选择对应单相开路时的降阶矩阵，利用所选取的降阶矩阵，对采样得到的五相永磁电机的相电流进行矩阵变换，得到故障时五相永磁电机反馈的d-q-3轴电流idm，iqm，i3m。
[0100] 步骤3，根据之前得到的故障相信息，利用CPWM模块中得到的剩余正常相输出电压占空比和母线电压以及故障相的反电势，通过矩阵变换得到故障下的α-β轴电压uα，uβ:
[0101]
[0102] 同样可以利用降阶矩阵获得α-β轴电流iα，iβ。
[0103] 步骤4，将所得到的α-β轴电压uα，uβ和电流iα，iβ以及转速ωr，作为输入信号输入到最大转矩电流比容错模块(FT-MTPA)中，来获得五相永磁电机的d轴电流，FT-MTPA的输出量为给定的d轴电流i*d。如图6所示，具体执行步骤如下：
[0104] 步骤4.1，利用输入的α-β轴电压uα，uβ和电流iα，iβ，计算
定子磁链幅值|ψs|：
[0105] ψα＝∫(uα-Riα)dt
[0106] ψβ＝∫(uβ-Riβ)dt
[0107]
[0108] 步骤4.2，定子电流幅值|is|和定子磁链幅值|ψs|分别经过
通带频率为ωh的带通滤波器BPF分离出ωh的信号，将提取后的信号相乘，经过一个低通滤波器LPF，最后送入一个积分器，积分器的输出为给定的d轴电流i*d。
[0109] 步骤5，分别将给定的d-q-3轴电流i*d，i*q，i*3与反馈的d-q-3轴电流idm，iqm，i3m做差，得到d-q-3轴电流误差eid，eiq，ei3，采用PI控制器根据得到的d-q-3轴电流误差eid，eiq，ei3计算得到五相永磁电机d-q-3轴的电压，三个PI控制器的输出量分别为五相永磁电机给定d-q-3轴电压分量u*d，u*q，u*3。
[0110] 步骤6，将得到的d-q-3轴电压分量u*d，u*q，u*3，通过降阶矩阵变换得到α-β轴的电压u*α，u*β，将得到的α-β轴的电压u*α，u*β输入到信号注入模块，进行高频信号注入，其注入方法如下：
[0111] 信号注入模块输入是α-β轴电压给定值uα，uβ，输出是u*αh，u*βh，具体运算如下：
[0112]
[0113] θ＝Asin(ωht)
[0114] 其中，θ是要注入的高频信号，A是信号的幅值，ωh是注入信号的频率。需要强调的是，注入信号的频率需要考虑逆变器的开关频率和电机的电
角速度的基波频率，比如电机转速W r/min，极对数P，基波频率就为WP/60Hz，经过试验，注入信号的频率选取基波频率的2-3倍最佳，即WP/30～WP/20Hz，注入信号的幅值A取3～8°最佳。经过上述操作，高频信号就可以成功的注入进电压空间矢量中了。
[0115] 步骤6，利用降阶变换将含有高频信号的α-β轴电压u*αh，u*βh变换到五相自然坐标系下的给定相电压u*a，u*b，u*c，u*d，u*e。将所得到的给定相电压u*a，u*b，u*c，u*d，u*e输入到CPWM模块，得到各相的开关信号。将得到的开关信号输入到逆变器中控制电机，实现五相永磁电机的最大转矩电流比容错控制。
[0116] 在本
说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
[0117] 尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、
修改、替换和变型，本发明的范围由
权利要求及其等同物限定。
