技术领域
[0001] 本
发明涉及一种电源，特别涉及集成PFC高压半桥谐振同步整流AC/DC电源模块。
背景技术
[0002] 通常情况下，标准的AC/DC电源有两种连接方式，一种是经过工频
变压器变压，再经整流滤波
电路、稳压电路变成所需的
电压（见图1），即输入的交流电压经过变压器T1降压，再经过
整流桥BR1整流、滤波电容C1、C2后连接三端稳压器的输入端，三端稳压器的输出端连接取样电路、输出滤波电路，最后得到我们所需要的直流电压，这种AC/DC电源的转换存在着压差损耗大、输出功率小、体积大、效率低、EMI特性差等
缺陷。另一种是交流电压直接经过整流桥整流再经过滤波、DC/DC转换器变成所需要的电压（见图2），输出功率大时还要采取多个并联的方式来解决。但这些电路都存在着电路技术落后、体积大、外围元器件较多、转换效率低、电磁兼容性差、成本高等缺陷。
发明内容
[0003] 针对
现有技术存在的不足，本发明的目的是提供一种集成PFC高压半桥谐振同步整流AC/DC电源模块。
[0004] 本发明所采用的技术方案是：一种集成PFC高压半桥谐振同步整流AC/DC电源模块，主要由输入抗干扰与整流滤波电路、功率因数校正与控制电路、LLC高压半桥谐振与控制电路、同步整流快速断开智能控制电路、电压检测系统重置IC
控制器、反馈及保护电路、输出稳压电路和输出滤波电路构成，其技术要点是：输入抗干扰与整流滤波电路，用于接受一个具有
正弦波的交流电压,采用多级LC和π型滤波以及X电容与Y电容的配合使用,抑制不同
频率的干扰和
电磁干扰，经过整流滤波后输出直流电压
信号为功率因数校正与控制电路提供工作电压；
功率因数校正与控制电路，输入端工作电压建立以后,升压型电路开始工作，输出一个更高更稳定的直流电压，通过控制器控制PFC
开关管的导通使输入
电流跟踪输入电压的变化，获得理想的功率因数，输出较高的直流电压为LLC高压半桥谐振与控制电路提供工作电压；
LLC高压半桥谐振与控制电路，较高的直流工作电压建立以后,LLC
谐振电路开始工作，通过高压谐振控制器来控制开关管的占空比和工作频率，采用
软开关技术，实现初级主开关管的零电压导通和次级整
流管的
零电流关断同时电流
波形呈正弦化，初级谐振信号经过变压器耦合转换到次级为同步整流快速断开智能控制电路提供工作电压；
同步整流快速断开智能控制电路，变压器次级工作电压建立后，同步整流电路开始工作，采用MOS管取代
二极管以降低整流损耗，不存在死区时间，快速断开智能控制器用于控制功率MOS管同步LLC谐振转换器校正，确保功率MOS管在高频率CCM状态下安全运行；
电压检测系统重置IC控制器，用于检测设置电压和设置延迟时间。
[0005] 上述方案中,所述的输入抗干扰电路与整流滤波电路，包括第一保险丝、第二保险丝、第三电感、第四电感、第十八
电阻、第十九电阻、第九电容、第十电容、第五共模电感、第十一电容、第十二电容、第十三电容、第六共模电感、第二十压敏电阻、桥式整流电路、第十四电容、第十五电容、第十六电容和第十七电容，第一保险丝和第二保险丝连接抗干扰电路的输入端，第二保险丝的另一端连接第三电感的一端，第三电感的另一端连接第十八电阻的一端、第十电容的一端及第五共模电感的一个输入端；第一保险丝的另一端连接第四电感的一端，第四电感的另一端连接第十九电阻的一端和第九电容的一端、第九电容的另一端接地，第十电容的另一端及第五共模电感的另一个输入端连接，第十九电阻的另一端与第十八电阻的另一端连接；第五共模电感的一个输出端与第十二电容的一端、第十一电容的一端及第六共模电感的一个输入端相连，第十一电容另一端接地，第五共模电感的另一个输出端与第六共模电感的另一个输入端、第十三电容的一端及第十二电容的另一端连接，第十三电容另一端接地，第六共模电感的一个输出端与第二十压敏电阻一端及桥式整流电路的1端连接，第六共模电感的另一个输出端与第二十压敏电阻的另一端及桥式整流电路的3端连接；桥式整流电路的4端与第十五电容的一端、第十四电容的一端、第十七电容的一端连接并接地，桥式整流电路的2端与第十四电容的另一端及第十六电容的一端连接，第十六电容的另一端和第十七电容的另一端连接。
[0006] 上述方案中,所述的功率因数校正与控制电路，包括第一二极管、第二二极管、第三二级管、第四二级管、第一电感、第一电容、第二
电解电容、第三电容、第四电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第一开关管及PFC控制器，在第一电感的另一端与第四二极管的
阳极之间还连接第一开关管的漏极及第一电容的一端，第一电容的另一端连接第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端连接第一开关管的源极及第三电阻的一端，第三电阻的另一端与第一开关管的栅极连接；第一开关管的栅极与PFC控制器的IC8管脚连接，第二电解电容另一端与第三二极管的
阴极、第四二极管的阴极及第五电阻的一端连接，第五电阻的另一端与PFC控制器的IC6管脚、第六电阻的一端、第三电容的一端连接，第一二极管的阴极、第二二极管的阴极相连后与第七电阻的一端连接，第七电阻的另一端与PFC控制器的IC5管脚、第八电阻的一端、第四电容的一端连接，第六电阻的另一端、第三电容的另一端、第四电容的另一端及第八电阻的另一端连接后并与第二电阻的另一端、第三电阻的另一端及第四电阻的一端连接，第四电阻的另一端接地，PFC控制器的IC2管脚与高压谐振控制器连接。
[0007] 上述方案中,所述的LLC高压半桥谐振与控制电路，包括第九电阻、第十电阻、第五电容、第六电容、第二开关管、第三开关管、变压器、第二电感及谐振控制器，PFC控制器的IC2管脚连接第五电容的一端、第九电阻的一端连接，第九电阻的另一端与第五电容的另一端、第十电阻的一端连接后再与谐振控制器的IC7管脚连接，谐振控制器的IC15管脚与第二开关管的栅极连接，第二开关管的漏极与第十电阻的另一端连接，第二开关管的源极与第二电感的一端及第三开关管的漏极连接，第三开关管的栅极连接谐振控制器的IC11管脚，第二电感的另一端连接变压器主线圈的一端，变压器主线圈的另一端连接第六电容的一端，第六电容的另一端连接第三开关管的源极再接地。
[0008] 上述方案中,所述的同步整流快速断开智能控制电路，包括第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻、第四开关管、第五开关管、第七电容、第八电容及快速断开智能控制器，变压器副线圈的一端连接第七电容一端、第四开关管的漏极、第七电容的一端及第十一电阻的一端，第四开关管的栅极连接第十二电阻的一端及快速断开智能控制器的IC8引脚，第四开关管的源极连接第十三电阻的一端后与快速断开智能控制器的IC2和IC5管脚连接，第十一电阻的另一端连接快速断开智能控制器的IC6管脚，快速断开智能控制器的IC4管脚连接第十四电阻的一端，第十四电阻的另一端连接变压器T1的副线圈的另一端、第八电容的一端及第五开关管的漏极，第八电容的另一端连接第十五电阻的一端，第十五电阻的另一端连接第五开关管的源极、第十七电阻的一端及第十六电阻的一端，第十六电阻的另一端连接第五开关管的栅极，第十七电阻的另一端接地，快速断开智能控制器的IC1管脚与第五开关管的栅极连接。
[0009] 本发明的有益效果是：该集成PFC高压半桥谐振同步整流AC/DC电源模块，将输入抗干扰与整流滤波电路、功率因数校正（PFC）与控制电路、LLC高压半桥谐振与控制电路、同步整流快速断开智能控制电路、电压检测系统重置IC电路、反馈及保护电路、输出稳压电路和输出滤波电路集成一体化全新的模块化设计，相互配合完美的实现了全新的模块化AC/DC、DC/DC的二次变换。解决了电路技术落后、体积大、转换效率低、电磁兼容性差等问题，在降低生产成本的同时，也提高了经济效益。
附图说明
[0010] 为了更清楚地说明本发明
实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可根据这些附图获得其他的附图。
[0011] 图1为本发明实施例中标准的通过变压器变压构成的AC/DC电源转换电路；图2为本发明实施例中标准的通过高压DC/DC模块构成的AC/DC电源转换；
图3为本发明实施例中集成PFC高压半桥谐振同步整流AC/DC电源模块电路原理图；
图4为本发明实施例中输入抗干扰与整流滤波电路原理图；
图中序号说明如下：1输入抗干扰与整流滤波电路、2功率因数校正与控制电路、3 LLC高压半桥谐振与控制电路、4同步整流快速断开智能控制电路、5电压检测系统重置IC控制器、6反馈及保护电路、7输出稳压电路、8输出滤波电路。
具体实施方式
[0012] 使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图1～图4和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0013] 本实施例采用的集成PFC高压半桥谐振同步整流AC/DC电源模块，包括依次连接在一起的输入抗干扰电路与整流滤波电路1、功率因数校正（PFC）与控制电路2、LLC高压半桥谐振与控制电路3、同步整流快速断开智能控制电路4、电压检测系统重置IC控制器5、反馈及保护电路6、输出稳压电路7及输出滤波电路8，其中反馈及保护电路6、输出稳压电路7及输出滤波电路8均为现有电路，在此不过多介绍。下面主要对有改进的电路进行解释说明。
[0014] 本实施例采用的输入抗干扰与整流滤波电路1，将保险丝FS1和保险丝FS2连接抗干扰电路的输入端，即在ACN输入端连接保险丝FS2的一端，在ACL输入端连接保险丝FS1的一端，起到了对整个模块的保护作用。保险丝FS2的另一端连接电感L3的一端，电感L3的另一端连接电阻R18的一端、电容C10的一端及共模电感L5的一个输入端。保险丝FS1的另一端连接电感L4的一端，电感L4的另一端连接电阻R19的一端、电容C9的一端、电容C10的另一端及共模电感L5的另一个输入端，电容C9的另一端接地、电阻R19的另一端与电阻R18的另一端连接。共模电感L5的一个输出端与电容C12的一端、电容C11的一端及共模电感L6的一个输入端相连，电容C11另一端接地，共模电感L5的另一个输出端与共模电感L6的另一个输入端、电容C13的一端及电容C12的另一端连接、电容C13的另一端接地，共模电感L6的一个输出端与压敏电阻R20一端及桥式整流电路的1端连接，共模电感L6的另一个输出端与压敏电阻R20的另一端及桥式整流电路的3端连接。桥式整流电路的4端与电容C15的一端、电容C14的一端、电容C17的一端连接并接地，桥式整流电路的2端与电容C14的另一端及电容C16的一端连接，电容C16的另一端和电容C17的另一端连接。
[0015] 输入抗干扰电路采用多级的LC和π型滤波电路，以应对不同频率的干扰和电磁干扰，再经过整流滤波电路后连接功率因数校正与控制电路2的输入端, 功率因数校正与控制电路2采用升压型（Boost）电路设计，把整流电路和大滤波电容分割，通过控制PFC开关管Q1的导通使输入电流跟踪输入电压的变化，获得理想的功率因数，减少电磁干扰EMI和稳定开关管的工作电压。本实施例中采用的PFC控制器的型号为ICE3PCS03G, 下面对本实施例的功率因数校正与控制电路作进一步详细的说明：桥式整流电路D5的2端还与二极管D3的阳极、电感L1的一端连接，电感L1的另一端连接二极管D4的阳极，二极管D3的阴极、二极管D4的阴极连接在一起。
[0016] 共模电感L6的输出端与二极管D2的阳极连接，共模电感L6的另一个输出端与二极管D1的阳极连接。二极管D1的阴极与二极管D2的阴极连接。
[0017] 在电感L1的另一端与二极管D4的阳极之间还连接开关管Q1的漏极及电容C1的一端，电容C1的另一端连接电阻R1的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，电阻R2的另一端连接开关管Q1的源极及电阻R3的一端，电阻R3的另一端与开关管Q1的栅极连接。开关管Q1的栅极与PFC控制器的IC8管脚连接，电解电容C2另一端与二极管D3的阴极、二极管D4的阴极及电阻R5的一端连接，电阻R5的另一端与PFC控制器的IC6管脚、电阻R6的一端、电容C3的一端连接，二极管D1的阴极、二极管D2的阴极相连后与电阻R7的一端连接，电阻R7的另一端与PFC控制器的IC5管脚、电阻R8的一端、电容C4的一端连接，电阻R6的另一端、电容C3的另一端、电容C4的另一端及电阻R8的另一端连接后并与电阻R2的另一端、电阻R3的另一端及电阻R4的一端连接，电阻R4的另一端接地。PFC控制器的IC2管脚与高压谐振控制器连接。
[0018] 其工作过程为：当开关管Q1导通时，电流IL1流过电感线圈L1，在电感线圈L1未饱和前，电
流线性增加，
电能以磁能的形式储存在电感线圈L1中，此时电容C2放电为负载提供
能量；当开关管Q1截止时，电感线圈L1两端产生自感电动势VL1，以保持电流方向不变，这样VL1与电源VIN
串联向电容和负载供电。本实施例中采用的二极管D3具有非常重要的作用,具体包括:1减少
浪涌电压对电容的冲击，在开机的瞬间限制PFC电感线圈L1因
浪涌电流产生巨大的自感电动势，从而造成电路故障。每次电源开关接通瞬间加到电感线圈L1上的可以是交流正弦波的任意瞬时值，如果在电源开关接通的瞬间是在正弦波的最大值峰点附近，那么给电感所加的是一个突变的电压，会引起电感线圈L1上产生极大的自感电动势，该电动势是所加电压的两倍以上，并形成较大的电流对后面的电容充电，轻则引起输入电路的保险丝熔断，重则引起滤波电容及开关管Q1击穿。设置保护二极管D3后在接通电源的瞬间，由D3导通并对C2充电，使流过PFC电感线圈L1的电流大大减少，产生的自感电动势也要小得多，对滤波电容和开关管的危害及保险丝的熔断都要小的多。
[0019] 2减少浪涌电压对升压二极管D4的冲击，该二极管分流一部分PFC电感线圈L1和升压二极管D4支路的电流，因而能对升压二极管D4起保护作用。
[0020] 3电阻R1、电阻R2、电容C1组成开关管Q1消峰电路来吸收开关管的DS尖峰。电阻R5、电阻R6、电容C3组成主电压检测电路，当检测脚的电压低于0.5V时，功率因数校正（PFC）控制器就会进入开环保护状态而使输出断电。电阻R7、电阻R8、电容C4组成掉电保护电路，当检测脚的电压低于1V时，功率因数校正（PFC）控制器使其内部
门驱动程序关闭进入掉电保护状态。电容C3、电容C4为噪声旁路电容，除此之外还具有过流和过压的保护功能，利用先进的功率因数校正（PFC）控制器使其工作在连续工作模式，保证了整个负载范围内的高效率和安全可靠的运行。
[0021] 本实施例中的LLC高压半桥谐振与控制电路，其中，LLC高压半桥谐振控制器的型号为L6599AD，其电路结构为：PFC控制器的IC2管脚连接电容C5的一端、电阻R9的一端连接，电阻R9的另一端与电容C5的另一端、电阻R10的一端连接后再与L6599AD控制器的IC7管脚连接，L6599AD控制器的IC15管脚与开关管Q2的栅极连接，开关管Q2的漏极与电阻R10的另一端连接，开关管Q2的源极与电感L2的一端及开关管Q3的漏极连接，开关管Q3的栅极连接L6599AD控制器的IC11管脚，电感L2的另一端连接变压器T1主线圈的一端，变压器T1主线圈的另一端连接电容C6的一端，电容C6的另一端连接开关管Q3的源极再接地。
[0022] 经过功率因数校正（PFC）与控制电路后，在开关管Q2的漏极得到了一个更高更稳定的直流电压（大约DC385V左右），经过电阻R9、电阻R10分压后给高压半桥谐振控制器L6599AD供电，电容C5为噪声旁路电容。 高压半桥谐振控制器L6599AD它是一个双端的控制器特定于串联谐振半桥拓朴，它提供了50%的互补占空比：高边开关Q2和低边开关Q3，180度不同相的完全相同的时间，
输出电压调节是通过调节其操作频率，实际工作时占空比是低于50%的，因为内部有一个固定的死驱时间插入一路关断MOS和一路启动MOS，这个死区时间对于转换器正常工作至关重要，它确保软开关，使其高频工作时效率高和低EMI排放。
[0023] 传统提高功率
密度最有效的方式就是提高开关频率，高频下的
磁性元件体积会大幅度减小，但频率的提高会使开关管的
开关损耗加大，对变换器的效率造成影响，采用高频工作将大大降低无源器件的尺寸如变压器和电感器等。但开关损耗对高频工作带来了不利影响，严重制约了开关频率的不断提高。为减少开关损耗和整流损耗，提高
开关电源变换器的工作效率，因此采用LLC谐振软开关技术设计，其电路结构简单，能实现初级主开关管的零电压（ZVS）导通和次级整流管的零电流（ZCS）关断，设计相对简单，同时电流波形呈正弦化，开关损耗和噪声可大幅度减少，有效地减小了电磁
辐射的干扰。
[0024] LLC谐振半桥变换器主电路由三个部分组成，开关管Q2和开关管Q3组成方波发生器、电感L2、变压器T1、电容C6组成谐振网络、开关管Q4、开关管Q5采用MOS管替代传统二极管设计组成整流滤波网络，此电路它既吸收了串联谐振变换器谐振电容所起到的隔直作用和功率谐振回路电流随负载轻重而变化以及轻载时效率较高的优点，同时又兼具了并联谐振变换器可以工作在空载条件下，对滤波电容的电流脉动要求小的特点。
[0025] 方波发生器每次切换都以50%占空比交替驱动开关管Q2和Q3，从而产生方波电压Ub。Ua由交流电压整流并经过功率因数校正获得，从而提供更高更稳定的直流电压，同时也减小了电流应
力，降低了谐波污染。
[0026] 谐振网络包含串联谐振电感L2、并联谐振电感Lm（变压器T1的励磁电感）和串联谐振电容C6。当高边MOS管Q2导通，低边MOS管Q3关断时，电流经过谐振电感L2、Lm对谐振电容C6充电，充电的曲线呈正弦波上半周期的波形，然后开关管Q2、Q3都关断，过了死区时间后谐振电容C6和谐振电感L2、Lm，通过Q3形成一个回路放电，产生正弦波。当低边MOS管Q3导通，高边MOS管Q2关断时，C6充电接近于Ua，谐振电感L2、Lm中的电流为零，然后C6开始放电，谐振电感的电流由零反向上升，C6的电压由左负右正达到零，然后由于谐振电感的作用反向充电到右负左正，如果没有损耗，C6的电压将充到左大于右Ua后充电停止，谐振电感的电流为零，然后低边MOS管Q3关断，高边MOS管Q2导通，由于次级有能量输出及其它损耗，电容C6的电压将不会反向充到Ua的程度。
[0027] 这里需要对谐振频率做进一步的说明：LLC谐振半桥变换器有两个不同的谐振频率，当变压器的励磁电感Lm不参与电路谐振时，变换器的谐振频率定义为Fr，当变压器的励磁电感Lm参与电路谐振时，变换器的谐振频率定义为Fm，当工作频率Fs＜Fm时，谐振变换器初级的开关管既不能实现零电压导通，次级MOS管也不能实现零电流关断，所以要避免电源工作在这个区域；当工作频率Fr＜Fs时，谐振变换器初级的开关管可以实现零电压开通，但是次级的MOS管电流连续，无法实现零电流关断；当工作频率Fm＜Fs＜Fr时，谐振变换器在全负载范围内，谐振电路的开关管可以实现零电压导通，MOS管可以实现零电流关断。因此开关管的工作频率尽量控制在这个区间。
[0028] 本实施例还采用了同步整流快速断开智能控制电路，采用了控制器MP6922，其电路结构为：变压器T1副线圈的一端连接电容C7一端、开关管Q4的漏极、电容C7的一端及电阻R11的一端，开关管Q4的栅极连接电阻R12的一端及mp6922的IC8引脚，开关管Q4的源极连接电阻R13的一端后与MP6922的IC2和IC5管脚连接，电阻R11的另一端连接MP6922的IC6管脚，控制器的IC4管脚连接电阻R14的一端，电阻R14的另一端连接变压器T1的副线圈的另一端、电容C8的一端及开关管Q5的漏极，电容C8的另一端连接电阻R15的一端，电阻R15的另一端连接开关管Q5的源极、电阻R17的一端及电阻R16的一端，电阻R16的另一端连接开关管Q5的栅极。电阻R17的另一端接地。MP6922的IC1管脚与开关管Q5的栅极连接。
[0029] 整流滤波网络是由开关管Q4、开关管Q5和输出滤波电路构成，开关管Q4、开关管Q5采用内阻极低的专用功率MOS管来取代
整流二极管以降低整流损耗，这样不仅大大提高变换器的效率，而且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。
[0030] 快速断开智能控制器是驱动两个功率MOS管Q4和Q5同步LLC谐振转换器校正，它具有待机损耗小、
过热保护、供电电压范围宽、快速断开时间短（总延迟20ns）、轻载状态工作时只有600uA静态电流损耗、控制器内部具有反向电流保护（RCP）功能，确保MOS管在高频率（最大300KHZ切换频率）CCM状态下安全运行。
[0031] 电压检测、系统重置控制器，可以通过添加外部电阻设置检测电压，也可以添加外部电容通过内置的延时电路来设置所需要的延迟时间。采用RNA51957BFP芯片，RNA51957BFP芯片的IC7引脚与MP6922的IC7管脚连接，RNA51957BFP芯片的IC4引脚与数字地连接。
[0032] 反馈及保护电路的输出端与功率因数（PFC）校正器、高压半桥谐振控制器、电压检测、系统重置控制器的输入端相连，通过光耦隔离控制，来达到调整和保护模块的目的。
[0033] 输出稳压电路采用高
精度基准TL431来设计，其具有基准电压温漂小、基准电压精度高、输出噪声电压低、稳压范围宽、负载电流范围大等技术特点。
[0034] 以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉
本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述
权利要求的保护范围为准。
