Die Erfindung betrifft einen optischen Empfänger mit einem von einem lichtempfindlichen Bauelement angesteuerten Transimpedanzverstärker und mit einem am Eingang des Transimpedanzverstärkers angeschlos­sen, im Widerstandswert veränderbaren Bauteil.

Das einem optischen Empfänger zugeleitete optische Empfangssignal kann in seinem Leistungspegel (Lichtpegel) sehr starken Schwankungen unterliegen. Der Empfänger muß deshalb in der Lage sein, sowohl sehr kleine als auch sehr große Lichtpegel fehler­frei zu detektieren. Die untere Grenze bezeichnet man als Empfängerempfindlichkeit. Sie ist im we­sentlichen abhängig von den Rauscheigenschaften des Detektorelements, das als lichtempfindliches Bau­element ausgebildet ist. Ferner hängt die Empfän­gerempfindlichkeit von der Schaltung eines im opti­schen Empfänger verwendeten Transimpedanzverstär­kers ab. Die obere Grenze wird durch die Übersteue­rung des Verstärkers bei zu großen Signalpegeln vorgegeben. Zwischen diesen beiden Grenzen liegt der nutzbare Dynamikbereich des Empfängers.

In vielen Anwendungsfällen ist es wünschenswert, diesen Dynamikbereich nach oben zu erweitern, das heißt, den optischen Empfänger auch für sehr große Lichtpegel auszulegen. Damit dieses möglich ist, werden optische Dämpfungsglieder eingesetzt. Sie vermindern die Lichtleistung, die auf das lichtemp­findliche Bauelement trifft. Optische Dämpfungs­glieder sind jedoch nicht nur teuer, sondern auch relativ umständlich zu handhaben.

Aus der DE-OS 32 18 439 ist ein optischer Empfänger mit Transimpedanzverstärker bekannt, der an seinem Eingang eine nach Masse führende Diode aufweist, um bei großen Lichtpegeln einen Teil des vom lichtemp­findlichen Bauelement gelieferten Signalstroms ab­zuleiten, so daß die Gefahr einer Verstärkerüber­steuerung vermieden ist. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung tritt jedoch das Problem einer relativ großen Eingangskapazität des Transimpedanz­verstärkers auf (die stromabhängige Diffusionskapa­zität der Diode ist wesentlich größer als deren Sperrschichtkapazität), so daß sich die Empfangsei­genschaften verschlechtern. Insofern hat der Emp­fänger nur eine geringe Bandbreite; er eignet sich auch nicht für die Übertragung hoher Bitraten. We­gen der nichtlinearen Kennlinie der Diode wird der Modulationsgrad eines amplitudenmodulierten Signals verringert. Soll die in der Amplitudenmodulation enthaltene Information fehlerfrei erkannt werden, so muß der Modulationsgrad des Empfangssignals mit aufwendigen Schaltungen wieder vergrößert oder der Modulationsgrad des Senders entsprechend erhöht werden. Im letzteren Fall sinkt der Signal-Störab­stand für den Träger und die Empfangsleistung muß erhöht werden, um die im Träger enthaltene Informa­tion fehlerfrei empfangen zu können.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen optischen Empfänger der eingangs genannten Art anzugeben, der sowohl einen großen Dynamikbe­reich als auch eine große Bandbreite aufweist und auch zur Übertragung hoher Bitraten geeignet ist. Ferner soll der Modulationsgrad eines amplitudenmo­dulierten Signals nicht verringert werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß an dem Ausgang des Transimpedanzverstärkers ein Spannungsteiler angeschlossen ist, dessen Teilerab­griff über das als steuerbares Stellglied ausgebil­dete Bauteil zum Eingang führt. Der Transimpedanz­verstärker wird -wie üblich- von einem Verstärker gebildet, der als Beschaltung einen Gegenkopplungs­zweig mit Widerstand aufweist. Die erfindungsge­mäßen Maßnahmen führen dazu, daß stets vorhandene, also unvermeidbare, parasitäre Kapazitäten der ein­gesetzten Komponenten weniger in Erscheinung tre­ten, was positive Auswirkungen auf den Freguenzgang hat. Während im Stand der Technik die dem im Wider­standswert veränderbaren Bauteil zugeordnete para­sitäre Kapazität in ihrer vollen Auswirkung den Freguenzgang negativ beeinflußt, wird aufgrund des erfindungsgemäßen Spannungsteilers der durch diese Kapazität fließende Blindstrom verkleinert, wodurch es zu einer Verbesserung der Bandbreite kommt. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung liegt überdies die Dynamik- und Bandbreiteverbesserung eines gegengekoppelten Verstärkers vor, so daß auch sehr große Lichtpegel verarbeitet werden können, ohne daß es zu einer Übersteuerung kommt. Mithin ist eine große Dynamik und auch eine große Band­ breite gegeben und auch die einwandfreie Übertra­gung hoher Bitraten ermöglicht.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgese­hen, daß der Spannungsteiler aus ohmschen Wider­ständen besteht. Zur Frequenzkorrektur ist jedoch auch ein Spannungsteiler aus entsprechend gewählten RLC-Zweipolen denkbar (Impedanzen RL,RC,LC,RLC).

Vorzugsweise ist das Stellglied ein Feldeffekttran­sistor, wobei insbesondere ein Gallium-Arsenid-­Feldeffekttransistor eingesetzt wird. Die im Be­reich des Ursprungs lineare Kennlinie des Feldef­fekttransistors verringert den Modulationsgrad ei­nes amplitudenmodulierten Eingangssignals nicht.

Bevorzugt weist der Spannungsteiler einen ersten und einen zweiten Widerstand auf, wobei der erste Widerstand mit dem Stellglied in Reihe liegt und dem zweiten Widerstand ein Kondensator zugeordnet ist. Dieser Kondensator ist mit dem zweiten Wider­stand bevorzugt in Reihe geschaltet. Er führt zu einem Bezugspotential, insbesondere Masse.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist vor­zugsweise derart dimensioniert, daß der Wider­standswert des zweiten Widerstands kleiner als der des ersten Widerstands ist. Nach einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist der Widerstandswert des zweiten Widerstands sehr viel kleiner als der des ersten Widerstands. Der Widerstandswert des zweiten Widerstands ist in einem Ausführungsbei­spiel etwa 100mal kleiner als der des ersten Wider­stands.

Damit das Ausgangssignal des Transimpedanzverstär­kers einen vorgegebenen Wert nicht überschreitet, ist eine Begrenzerschaltung vorgesehen, die das Stellglied entsprechend ansteuert. Die Ansteuerung erfolgt bevorzugt derart, daß auch bei sehr kleinen Eingangslichtpegeln ein möglichst großes Ausgangs­signal zur Verfügung steht, wobei dieses jedoch -unabhängig von der Größe des Eingangslichtpegels- den vorgegebenen Wert aufgrund der Begrenzerschal­tung nicht überschreitet.

Bei niedrigen Bitraten kann der Transimpedanz­verstärker einen Operationsverstärker aufweisen, um einen einfachen Schaltungsaufbau zu erhalten.

Als lichtempfindliches Bauelement wird bevorzugt eine Fotodiode eingesetzt.

Die Zeichnungen veranschaulichen die Erfindung an­hand von Ausführungsbeispielen und zwar zeigt:

• Figur 1 ein Prinzipschaltbild eines op­tischen Empfängers,
• Figur 2 ein Prinzipschaltbild der wesentli­chen Komponenten des Empfängers ge­mäß Figur 1,
• Figur 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel entsprechend der Darstellung der Figur 2 und
• Figur 4 ein Schaltplan des optischen Empfän­gers in der Ausführungsform der Figur 3.

Die Figur 1 zeigt ein Prinzipschaltbild eines opti­schen Empfängers 1, der einen Transimpedanzverstär­ker aufweist: Zwischen Eingang 3 und Ausgang 4 des Verstärkers 2 ist der Transimpedanzwiderstand RT geschaltet. Zum Eingang 3 führt ferner ein licht­empfindliches Bauelement 5, das als Fotodiode 6 ausgebildet ist. Der Fotodiode 6 werden Lichtsi­gnale über eine Lichtleitfaser eines optischen Übertragungssystems zugeleitet.

Am Ausgang 4 des Verstärkers 2 ist ein Spannungs­teiler 7 angeschlossen, der aus den beiden ohmschen Widerständen R1 und R2 besteht. Der eine Anschluß 8 des ersten Widerstands R1 führt zum Ausgang 4 und der andere Anschluß 9 bildet einen Teilerabgriff 10, an dem ein Anschluß 11 des zweiten Widerstands R2 angeschlossen ist, dessen weiterer Anschluß 12 zu einem Bezugspotential 13 führt, das die Masse 14 der Schaltungsanordnung bildet.

Zwischen dem Eingang 3 und dem Teilerabgriff 10 liegt ein im Widerstandswert steuerbares Stellglied 15, das als Feldeffekttransistor FET ausgebildet ist. Bevorzugt kommt ein Gallium-Arsenit-Feldef­fekttransistor (GaAs-FET) zum Einsatz. Der Steuer­anschluß (Gate) des Stellglieds 15 ist über eine Begrenzerschaltung 16 an den Ausgang 4 des Verstär­kers 2 angeschlossen. Die Begrenzerschaltung 16 setzt sich aus einem Entkoppelverstärker 17, einem Gleichrichter 18 und einem Regelverstärker 19 zu­sammen. Der Regelverstärker 19 weist vorzugsweise ein I-Verhalten auf. Benutzt man als Regelkriterium den Gleichlichtanteil des empfangenen Lichts an­stelle des Wechselanteils, so kann der Gleichrich­ ter 18 entfallen. Diese Vereinfachung der Begren­zerschaltung 16 führt allerdings zu aufwendigeren Verstärkertypen. Die bessere Lösung hängt vom Ein­zelfall ab; unter Umständen kann z.B. auch der Ent­koppelverstärker entfallen.

Die Figur 2 zeigt ein Prinzipschaltbild mit den wichtigsten Komponenten der Darstellung der Figur 1. Die Fotodiode 6 ist als Quelle Q dargestellt, die den Fotostrom i_F liefert. Es sei davon ausge­gangen, daß der Feldeffekttransistor FET seinen ge­sperrten Zustand annimmt. Er ist in Figur 2 als Wi­derstand R FET dargestellt, der insofern für den genannten Betriebspunkt den Widerstandswert "unend­lich" aufweist. Parallel zum Widerstand R FET liegt -gestrichelt dargestellt- eine parasitäre Kapazität C P1, die unvermeidbar und daher stets vorhanden ist. Gleiches gilt für den Transimpedanzwiderstand RT, zu dem ebenfalls eine parasitäre Kapazität C P2 parallel liegt. Beide parasitären Kapazitäten ver­ringern die Bandbreite des Empfängers, sie sollen deshalb so klein wie möglich sein. Die nachfolgen­den Ausführungen zeigen, daß die parasitäre Kapazi­tät C P1 aufgrund des erfindungsgemäßen Schaltungs­aufbaus in ihrer schädlichen Wirkung vermindert wird. Daher weist der optische Empfänger 1 eine große Bandbreite auf und ist in der Lage auch Bitraten von 140 Mbit/s bei gleichzeitig großem Dy­namikbereich zu übertragen. Durch den Spannungstei­ler 7 wird der bei gesperrtem Feldeffekttransistor FET (R FET = ∞) durch die parasitäre Kapazität C P1 fließende Blindstrom entsprechend den gewählten Wi­derstandswerten (Widerstände R1 und R2) ver­kleinert. Die Kapazität C P1 wirkt also nicht mehr so stark. Man kann zeigen, daß die erfindungsgemäße Wirkung besonders groß ist, wenn R1 so groß wie möglich und sehr viel größer als R2 gewählt wird.

Nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel für ein 140 Mbit/s-System ist der Widerstand R2 sehr viel kleiner als der Widerstand R1 (z. B. R1 = 1kΩ, R2 = 10Ω). Betrachtet man nun den Betriebsfall, in dem der Feldeffekttransistor FET von der Begrenzer­schaltung 16 (Fig. 1) in seinen leitenden Zustand gesteuert wird, so fließt der Fotostrom i_F aufgrund der gewählten Widerstandsverhältnisse (von R1, R2, RT und R FET) und in Abhängigkeit vom Verstärkungs­faktor Vo des Transimpedanzverstärkers 2 im wesent­lichen über den Widerstand R FET, d.h. der Strom i_FET ist wesentlich größer als der Strom i_RT. Ein wesentlicher Anteil des Fotostroms i_F fließt somit über den Feldeffekttransistor FET ab, so daß eine Übersteuerung des Transimpedanzverstärkers vermie­den ist. Betrachtet man den Freguenzgang bei lei­tendem Feldeffekttransistor FET, so kann die para­sitäre Kapazität C P1 vernachläßigt werden, da diese kurzgeschlossen wird. Da sich die erfindungs­gemäße Schaltungsanordnung in diesem Fall wie ein invertierender, gegengekoppelter Verstärker ver­hält, steht eine große Bandbreite zur Verfügung. Eine besonders starke Gegenkopplung und dadurch ho­hen Bandbreitegewinn erhält man, wenn man R1 » R2 oder R2 » R1 wählt. Wegen der o.g. Vorteile wird man die Dimensionierung R1 » R2 bevorzugen.

Die Figur 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, das sich gegenüber dem der Figur 2 darin unter­scheidet, daß zum Widerstand R2 ein Kondensator C in Reihe liegt. Diese Ausführung wird vorteilhaft bei gleichstromgekoppelten Verstärkern verwendet. Der Kondensator C sorgt dafür, daß der Arbeitspunkt des Verstärkers 2 unabhängig vom Betriebspunkt des Feldeffekttransistors FET nicht verschoben wird. Für Wecheselstrom stellt der Kondensator C quasi einen Kurzschluß dar. Gleichzeitig bildet der Wi­derstand R FET mit dem Widerstand R1 für Gleich­strom einen zusätzlichen Transimpedanzwiderstand. Damit verkleinert sich für die gleichstrommäßige Betrachtung der insgesamt wirksame Transimpedanzwi­derstand. Dies verbessert die Dynamik. Der Fre­quenzgang kann verbessert werden, wenn der Konden­sator C so klein gewählt wird, daß er nur für die höherfreguenten Anteile des Ausgangssignals des Verstärkers 2 quasi einen Kurzschluß darstellt.

Im nachfolgenden soll die erfindungsgemäße Schal­tungsanordnung formelmäßig beschrieben werden:

Bei nichtleitendem Feldeffekttransistor FET (R FET = ∞) gilt:

i_F = i_RT .

Die Ausgangsspannung Ua des Verstärkers 2 bestimmt sich zu

Ua = -Vo · Ue      (1)

Dabei stellt Vo den Verstärkungsfaktor des Verstär­kers 2 dar.

Für die Eingangsspannung gilt:

Ue = Ua + i_F · RF .

Mit (1) folgt:

Ue = -Vo · Ue + i_F · RT

Ue + Vo · Ue = i_F · RF

Ue (1 + Vo) = i_F · RT .

Daraus ergibt sich für Ua: Für Vo » 1 gilt näherungsweise:

Ua = -i_F · RF .      (3)

Im leitendem Zustand des Feldeffekttransistors FET gilt :

R FET ≈ O .

und (R_E = Eingangswiderstand des Transimpedanzverstär­kers)

Ferner sei:

R2 « R1      (5)

Aus (4) und (5) folgt:

i_FET ≈ i_F .

Es gilt ferner:

Ua = -Vo · Ue (siehe 1) U R2 ist die am widerstand R2 abfallende Spannung.

Es gilt: ist.

Mit der Näherung

VT · Vo » 1

ergibt sich für den Nenner von (8)

1 + VT · Vo ≈ VT · Vo .

Damit ist Mit der Näherung R FET ≈ 0 für den leitenden Feld­effekttransistor gilt:

Ua = - i_F · R1      (10)

Anhand der vorstehenden Bezeichungen wird nun der Dynamikgewinn der erfindungsgemäßen Schaltung bei­spielhaft erläutert:

Die Ausgangsspannung Ua für den nichtleitenden Feldeffekttransistor FET sei mit Ua∞, für den lei­tenden Feldeffekttransistor FET mit Uao bezeichnet. Damit ergibt sich:

Ua∞ (R FET → ∞):

Ua∞ = - i_F · RT (siehe (3))

Uao (R FET → O):

Uao = - i_F · R1 (siehe (10)).

Setzt man Ua∞ und Uao zueinander ins Verhältnis, so ergibt sich der maximale Dynamikgewinn G: Daraus folgt:

G = $\frac{\text{RT}}{\text{R1}}$ .      (11)

Beispielsrechnung:

Mit RT = 35 kΩ

R1 = 1kΩ ergibt sich: Die maximale Eingangslichtleistung darf nun um

10 · 1g G = 15,4 dB

höher sein.

Im nachfolgenden sollen die wichtigsten Komponenten des Schaltbilds der Figur 4 näher erläutert werden, bei dem der Verstärker 2 diskret aufgebaut ist. Die Fotodiode 6 ist an den Eingang 3 des Transimpedanz­verstärkers 2 angeschlossen, der als Eingangstran­sistor T1 einen Gallium-Arsenid-Feldeffektransistor aufweist. Dieser Transistortyp ist rauscharm und besitzt sehr kleine parasitäre Kapazitäten. Der Transimpedanzverstärker 2 weist ferner Transistoren T2 und T3 auf, die eine Kaskodenstufe bilden. Hieran ist ein Transistor T4 angeschlossen, der als Emitterfolger arbeitet. Der Emitter des Transistors T4 liegt am Transimpedanzwiderstand RT, der an den Eingang 3 zurückgeführt ist (Gegenkopplung). Ferner steht der Emitter des Transistors T4 mit dem erfin­dungsgemäßen Spannungsteiler 7 in Verbindung, des­sen Widerstände R1 und R2 am Teilerabgriff 10 mit­einander verbunden sind. Der Widerstand R2 führt über den Kondensator C nach Masse 14. An den Tei­lerabgriff 10 ist die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors FET angeschlossen, die zum Eingang 3 führt. Das Gate des Feldeffekttransistors FET -der vorzugsweise ebenfalls als Gallium-Ar­senid-Feldeffekttransistor ausgebildet ist- führt zu einer Klemme 23, an die die zuvor erwähnte Be­grenzerschaltung 16 (Figur 1) angeschlossen ist. Dem Feldeffekttransistor FET ist eine Schutzbe­schaltung 24 zugeordnet, die die Gate-Source-­Strecke des Feldeffekttransistors FET vor unzuläs­sig hohen Spannungen durch statische Entladung schützt.