技术领域
[0001] 本
发明涉及交流接触器领域，具体是涉及一种带功率因数矫正功能的接触器节电器。
背景技术
[0002] 传统接触器
操作系统由线圈、静
铁心、
衔铁和反
力弹簧组成。当接触器线圈通电后，静铁心和衔铁之间产生吸力，当吸力大于弹簧反作用力时，衔铁被吸向静铁心，直到与静铁心接触为止，这时主触头闭合，这个过程称为吸合过程。线圈持续通电，衔铁与静铁心保持接触，主触头保持闭合状态的过程，称为吸持过程。当线圈中
电流减少或中断时，静铁心对衔铁的吸力减小，当吸力小于弹簧反作用里时，衔铁返回打开
位置，主触头分开，这个过程称为释放过程。从电气的
角度来看，接触器线圈可以等效为一个有一定内阻的电感。
[0003] 接触器用于频繁地接通和分断交、直流
电路，且可以远距离控制的低压电器。其主要控制对象是
电动机，也可以用于控制电热器、电焊机和照明灯等电力负载。目前全国接触器的使用量巨大，中大容量的接触器在吸持状态时，每台消耗的有功功率平均约为60W，功率因数只有0.3左右。降低接触器的能耗对节能减排有重大贡献。
[0004] 目前已有的接触器节电器采用交流转直流，大电流吸合，小电流保持的方式，大大降低了电磁线圈铁损、
铜损和
短路环的损耗，可以减小90％以上的有功功耗。通过芯片控制MOS管的导通占空比来实现大电流吸合，小电流吸持的控制。但这些技术还有一定的
缺陷，只解决了有功功耗的问题，对于功率因数的提高却无能为力，某些节电技术还会使得功率因数降低。如
申请号为200510029373.2的
专利中，采用脉冲形式给电磁线圈供电，使电磁线圈以恒定的小电流工作；采用该方式工作，不仅会产生大量的谐波，而且输入电流的有效值不跟随输入
电压，导致功率因素很低，按照该技术制作样机，实际PF值小于0.3。申请号201210196762.4和201010040019.9的专利的技术，在输入交流电压过零附近给电磁线圈励磁，使得输入电流与
输出电压处于一种类似反相的状态，按照该技术制作样机，功率因数小于0.1。
发明内容
[0005] 本发明所解决的技术问题是，针对
现有技术所存在的上述的缺陷，在主功率电路器件不变的情况下，可以降低接触器线圈有功功耗的同时可以提高功率因数。在接触器节电器主功率电路不变的情况下，通过改变控制方法，提高接触器节电器的PF值，并且在宽输入电压范围内，线圈电流平均值恒定不变。
[0006] 现有的接触器节电器的主功率电路如图1中的左图所示，主要由接触器线圈L1、
二极管D1和MOS管Q1组成。
母线电压的峰值为Um，驱动
信号的占空比为D。假如占空比恒定不变，假如只关注接触器线圈L1的电流参数，那么图1中的左图就可以等效为右图，其中右图的母线电压峰值为Um*D。从实际的仿真
波形来说明。图2中波形1为图1中左图接触器线圈L1的电流波形，波形2为图1中右图接触器线圈L1的电流波形。从图2中可以看到，波形1和波形2基本重合，图1的电路等效是成立的。
[0007] 整流后的母线滤波电容很小，母线电压为馒头波。母线电压的波形和谐波分量如图3所示，其中0Hz为
直流分量。从图3中看以看到，200Hz或更高
频率的谐波分量已经很小，可以忽略不计。馒头波的公式为：
[0008] UIN(t)＝Um·|sinωt|
[0009] 其中Um为电压的幅值。把UIN(t)进行傅立叶级数展开，并且把200Hz以上的分量忽略不计，只保留100Hz的谐波分量和直流分量，得到的公式为：
[0010] UIN(t)≈Um(0.6365+0.424·cos2ωt)
[0011] 用这个母线电压给接触器线圈L1励磁，那么就可以得到接触器线圈L1的电流为：
[0012]
[0014]
[0015] 线圈阻抗的模：
[0016]
[0017] 角频率：
[0018] ω＝2πf
[0019] 其中，Rcoil为接触器线圈L1的内阻，Lcoil为接触器线圈L1的感量，f为工频频率50Hz。
[0020] 从接触器线圈L1电流的公式关系可以看出，线圈包含一个直流分量和一个100Hz的
交流分量，由于线圈的感抗较大，阻抗较小，一般电流的直流分量都远大于交流分量。采用图1左图的接触器节电器后，让驱动的占空比恒定不变为D，根据上述的等效原理，接触器线圈L1的电流就变为：
[0021]
[0022] 那么通过控制电路使得：
[0023] Um·D＝k
[0024] 其中k为常数恒定不变，就可以使得接触器线圈L1的电流在宽输入范围内不变。同时输入电压不变时，占空比D是恒定不变的。这种占空比D不变的恒导通控制，还有一个优点就是可以使得PF值比较高。根据电感电流公式：
[0025]
[0026] 其中T为MOS管Q1的
开关周期，恒定不变。那么接触器线圈L1的电流变化就是跟随着母线电压变化的，可得到比较高的PF值。
[0027] 通过以上的原理分析可以知道，本发明的主要目的，就是通过检测母线电压的峰值Um，使得驱动占空比D与母线电压峰值Um的乘积不变。那么就可以使得接触器节电器的PF值很高，并且在宽电压输入范围内，接触器线圈L1的电流恒定不变。
[0028] 为了实现上述的发明目的，本发明提供一种接触器节电器，包括主功率电路、母线电压
采样电路和PWM控制电路。所述母线电压采样电路采样整流后的母线电压峰值，输出母线电压峰值信号。所述PWM控制电路检测所述母线电压峰值信号，输出驱动信号控制所述主功率电路中开关管的开通和关断。
[0029] 优选的，所述驱动信号的特征在于：频率固定不变，占空比与所述母线电压峰值成反比。
[0030] 优选的，所述主功率电路包括
整流桥DB1、电感L2、电容C1、接触器线圈L1、二极管D1和MOS管Q1；所述整流桥DB1的两个交流输入端分别连接交流电，所述整流桥DB1的整流正极输出端连接电感L2的一端，所述整流桥DB1的整流负极输出端接地；电感L2的另一端同时连接电容C1的一端、接触器线圈L1的一端和二极管D1的
阴极；电容C1的另一端接地；二极管D1的
阳极连接接触器线圈L1的另一端，并且连接点连接MOS管Q1的漏极；MOS管Q1的源极接地。
[0031] 优选的，所述母线电压采样电路包括
电阻R1、电阻R2、二极管D2、电阻R3和电容C2；电阻R1和电阻R2
串联后并联于电容C1的两端；二极管D2的阳极与电阻R1和电阻R2的连接点相连，二极管D2的阴极通过电阻R3接地，电容C2与电阻R3并联；二极管D2的阴极与电阻R3、电容C2的连接点作为所述母线电压采样电路的输出端。
[0032] 优选的，所述PWM控制电路包括乘法器U1、
运算放大器U2、比较器U3、RS触发器U4、基准电压REF、电容C3、
锯齿波发生器和
时钟信号发生器；乘法器U1的第一输入端与所述母线电压采样电路的输出端相连，乘法器U1的第二输入端与
运算放大器U2的输出端相连，乘法器U1的输出端与运算放大器U1的负输入端相连；基准电压REF与运算放大器U2的正输出端相连，电容C3连接于运算放大器U2的负输入端与输出端之间；比较器U3的负输入端与运算放大器U2的输出端相连，比较器U3的正输入端与所述锯齿波发生器相连，比较器U3的输出端与RS触发器U4的R输入端相连，RS触发器U4的S输入端与所述
时钟信号发生器相连，RS触发器U4的输出端与MOS管Q1的栅极相连。
[0033] 本发明的有益效果在于：提高接触器节电器的功率因数值(PF值)，并且在宽电压输入范围内，使得接触器线圈的电流恒定不变。
附图说明
[0034] 图1为接触器节电器主功率电路与等效电路；
[0035] 图2为接触器主功率电路和等效电路中接触器线圈L1的电流对比；
[0036] 图3为整流后的母线电压波形和谐波分量；
[0039] 图6为本发明第一实施例PWM控制电路的关键
节点波形；
[0040] 图7为本发明第一实施例在不同输入电压下接触器线圈L1的电流波形；
[0041] 图8为本发明第一实施例在不同输入电压下输入电流的波形。
具体实施方式
[0042] 一种接触器节电器，包括主功率电路、母线电压采样电路和PWM控制电路。所述母线电压采样电路采样整流后的母线电压峰值，输出母线电压峰值信号；所述PWM控制电路检测所述母线电压峰值信号，输出驱动信号控制所述主功率电路中开关管的开通和关断。所述驱动信号的特征在于：频率固定不变，占空比与所述母线电压峰值信号成反比。
[0043] 所述主功率电路包括整流桥DB1、电感L2、电容C1、接触器线圈L1、二极管D1和MOS管Q1。DB1的两个交流输入端分别连接交流电，DB1的整流正极输出端连接L2的一端，DB1的整流负极输出端接地；L2的另一端同时连接C1的一端、L1的一端、D1的阴极；C1的另一端接地；D1的阳极连接L1的另一端，并且连接点连接Q1的漏极；MOS管Q1的源极接地。
[0044] 所述母线电压采样电路包括电阻R1、电阻R2、二极管D2、电阻R3和电容C2。电阻R1和电阻R2串联后并联于电容C1的两端；二极管D2的阳极与电阻R1和电阻R2的连接点相连，二极管D2的阴极通过电阻R3接地，电容C2与电阻R3并联。二极管D2的阴极与电阻R3、电容C2的连接点作为所述母线电压采样电路的输出端。
[0045] 所述PWM控制电路包括乘法器U1、运算放大器U2、比较器U3、RS触发器U4、基准电压REF、电容C3、锯齿波发生器和时钟信号发生器。乘法器U1的第一输入端与所述母线电压采样电路的输出端相连，乘法器U1的第二输入端与运算放大器U2的输出端相连。乘法器U1的输出端与运算放大器U2的负输入端相连，基准电压REF与运算放大器U2的正输出端相连，电容C3连接于运算放大器U2的负输入端与输出端之间。比较器U3的负输入端与运算放大器U2的输出端相连，比较器U3的正输入端与所述锯齿波发生器相连，比较器U3的输出端与RS触发器U4的R输入端相连，RS触发器U4的S输入端与所述时钟信号发生器相连，RS触发器U4的输出端与MOS管Q1的栅极相连。
[0046] 所述母线电压采样电路的原理如下。通过R1和R2的分压作用，把母线的高压转换为一般模拟电路可以检测的低压。然后通过二极管D2和C2的整流滤波作用，并且电阻R3和电容C2取值合适，电容C2上的电压就会正比于母线电压的峰值。所述母线采样电路的输出电压记为Ut。
[0047]
[0048] 运算放大器U2和电容C3构成了误差放大器，所述误差放大器通过反馈会使得运算放大器U2的负输入端电压始终跟随正输入端的基准电压VREF。所述误差放大器的输出电压记为Uea。
[0049] VREF＝Uea·Ut
[0050] RS触发器U4、所述时钟信号发生器、所述锯齿波发生器和比较器U3的作用是使RS触发器U4输出的所述驱动信号的占空比与所述误差放大器的输出电压成正比。所述时钟信号发生器与所述锯齿波发生器的频率相同，记为f，并且相位相同，所述锯齿波发生器的斜率固定。所述时钟信号发生器通过S输入端给RS触发器U4发送方波信号时，RS触发器U4输出高电平；比较器U3通过R输入端给RS触发器U4发生方波信号时，RS触发器U4输出低电平。所述锯齿波发生器信号与所述放大器
输出信号通过比较器U3比较，输出的方波上升沿，与所述时钟信号发生器信号的上升沿对比，会有一个延时时间，记为t。这个延时时间t，与误差放大器的输出成正比。这个延时时间t，也就是所述驱动信号的导通时间。PWM控制电路关键节点的波形如图6所示。锯齿波信号的斜率为kc，RS触发器U4输出的占空比为D。
[0051]
[0052] 结合上述的各个模
块，母线电压Um和占空比D的关系为：
[0053]
[0054] 从上述的公式中，很显然就可以看出，Um*D是一个固定值，本实施例可以达到想要的效果。
[0055] 通过实际的仿真数据来说明本发明的效果。在164Vac～264Vac的范围内，接触器线圈L1的电流如图7所示。接触器线圈L1的电流在不同输入电压下会有一定的差异，整体上是比较一致的。这是由于各个器件之间都有一定的延时，母线电压与占空比不会呈现完美的反比的关系，不同输入电压下，反比系数k会有一定的差异。但是主功率的开关周期为μs级别的数量级，而器件之间的延时为ns级别的数量级，差异很小，不会影响具体的性能。
[0056] 不同输入电压下，输入电流的波形如图8所示，可以看到，输入电流的波形是跟随输入电压的。通过
软件计算，不同电压下的PF值如表1所示。
[0057] 表1不同输入电压下的PF值
[0058] 输入电压 PF值164Vac 0.887
220Vac 0.895
264Vac 0.903
[0059] 以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以
权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
