技术领域
[0001] 本
发明属于三电平并网逆变器控制技术领域，更具体地说是一种三电平并网逆变器的无参数有限集模型预测控制方法，用于改善逆变器并网
电流波形质量，提高有限集模型预测控制在三电平并网逆变器的参数失配下的鲁棒性。
背景技术
[0002] 近年来，有限集模型预测控制得到了电
力电子界的极大关注。有限集模型预测控制的早期实现是用于逆变器的电流控制和转矩控制，现已应用于各种转换器拓扑和电力电子设备。有限集模型预测控制具有快速动态响应、简单包含非线性和约束、多目标优化、低
开关频率运行等优点。
[0003] 尽管具有上述优点，但参数不匹配是有限集模型预测控制的一个关键问题,参数不匹配会使系统的控制性能恶化。现有的研究已经提出了许多参数鲁棒预测控制
算法，包括：
[0004] 1.题为“Robust model predictive current control of three-phase voltage source PWM rectifier with online disturbance observation”，C.Xia,M.Wang,Z.Song,and T.Liu,IEEE Trans.Ind.Inf,vol.8,no.3,pp.459–471,Aug.2012.(“基于在线干扰观测器的三相
电压源PWM
整流器鲁棒模型预测电流控制”，《IEEE工业电子会刊》，2012年发表)的文章。文中使用龙伯格观测器来观测参数。并且分析了当电感
滤波器参数存在误差时观测器的
稳定性。但是该方法是基于连续控制集模型预测设计和使用的。
[0005] 2.题为“Deadbeat predictive current control of permanent-magnet synchronous motors with stator current and disturbance observer”，X.Zhang,B.Hou,and Y.Mei,IEEE Trans.Ind.Inf,vol.32,no.5,pp.3818–3834,May 2017.(“带有干扰观测器的永磁同步
电动机的
定子电流无差拍预测电流控制”，《IEEE工业电子会刊》，2017年发表)的文章。文章提出的滑模观测器有效地抑制了模型扰动。但是滑膜观测器的抖振现象没有解决。
[0006] 3.题为“Robust predictive control for direct-driven surface-mounted permanent-magnet synchronous generators without mechanical sensors”，M.Abdelrahem,C.Hackl,Z.Zhang,and R,IEEE Trans.Energy Convers,vol.33,no.1,
pp.179–189,Mar.2018.(“无机械
传感器的
直接驱动式表面安装永磁同步发
电机的鲁棒预测控制”《，IEEE
能源变换期刊》，2018年发表)的文章。文章提出了一种基于
扩展卡尔曼滤波器的模型预测控制，实现了很好的参数在线估计效果，但是算法过于复杂，不利于实际工程实现。
[0007] 综合以上文献，现有的技术存在以下不足：
[0008] 1、现有基于观测器参数识别的模型预测控制，观测器的加入，使得本身就复杂的模型预测控制算法更加复杂，不利于实际实现。
[0009] 2、现有基于观测器参数识别的模型预测控制，观测器的相关参数设计复杂。参数设计的不合适，会导致控制效果不好，更严重的情况下会导致系统不稳定。
[0010] 3、现有基于观测器参数识别的模型预测控制，在系统实际运行工作点改变的情况下，需要调整观测器的相关参数，这在实际实施时是相当困难的。
发明内容
[0011] 本发明的目的是为了克服上述各种控制方案的局限性，针对三电平并网逆变器系统，提出一种无参数有限集模型预测控制方法，可以在不需要知道系统模型参数的情况下实现对并网电流的有效控制。所提出的方法不需要复杂的观测器，只需要
采样流过三相L滤波器(40)的电流和三相
电网(60)电压，实现简单并且控制效果良好。
[0012] 为了实现上述发明目的，所采用的技术方案为：
[0013] 一种三电平并网逆变器的无参数有限集模型预测控制方法，应用该方法的三电平并网逆变器主
电路拓扑结构包括直流侧电压源、直流侧
串联电容、三电平逆变器、三相L滤波器、三相L滤波器的等效
电阻和三相电网，所述直流侧串联电容包括直流电容C1和直流电容C2，直流电容C1和直流电容C2串联后接在直流侧电压源的直流正
母线P与直流负母线N之间，其连接点记为中点n，中点n与三电平逆变器电路的
中性点O连接，直流侧电压源与直流侧串联电容并联后和三电平逆变器连接，三电平逆变器经三相L滤波器与三相L滤波器的等效电阻连接后接入三相电网；
[0014] 所述三电平逆变器由a,b,c三相桥臂组成，每相桥臂包括4个开关管，即三电平逆变器共包括12个开关管，分别记为Sa1、Sa2、Sa3、Sa4、Sb1、Sb2、Sb3、Sb4、Sc1、Sc2、Sb3和Sc4；定义每个开关管的集
电极为正端，每个开关管的发射极为负端，对于a相桥臂，开关管Sa1的正端连接直流正母线P，开关管Sa1的负端连接开关管Sa2的正端和开关管Sa4的正端以及a相桥臂输出端，开关管Sa2的负端连接开关管Sa3的负端，开关管Sa3的正端连接中性点O，开关管Sa4的负端连接直流负母线N；对于b相桥臂，开关管Sb1的正端连接直流正母线P，开关管Sb1的负端连接开关管Sb2的正端和开关管Sb4的正端以及b相桥臂输出端，开关管Sb2的负端连接开关管Sb3的负端，开关管Sb3的正端连接中性点O，开关管Sb4的负端连接直流负母线N；对于c相桥臂，开关管Sc1的正端连接直流正母线P，开关管Sc1的负端连接开关管Sc2的正端和开关管Sc4的正端以及c相输出端，开关管Sc2的负端连接开关管Sc3的负端，开关管Sc3的正端连接中性点O，开关管Sc4的负端连接直流负母线N；
[0015] 本控制方法的步骤如下：
[0016] 步骤1，当前采样时刻记为k时刻，采样流过三相L滤波器的电流并记做k时刻并网电流ia(k),ib(k),ic(k)，采样三相电网的电压并记做k时刻电网电压ea(k),eb(k),ec(k)；
[0017] 步骤2，对步骤1中采样得到的k时刻电网电压ea(k),eb(k),ec(k)和k时刻并网电流ia(k),ib(k),ic(k)进行坐标变换，采用三相静止
坐标系abc变换到两相静止坐标系αβ的CLARK坐标变换，得到k时刻两相静止坐标系αβ下的电网电压eα(k),eβ(k)和k时刻两相静止坐标系αβ下的并网电流iα(k),iβ(k)；所述CLARK坐标变换公式如下：
[0018]
[0019]
[0020] 步骤3，计算k时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器
输出电压Uα(k),Uβ(k)，计算式如下：
[0021]
[0022]
[0023] 其中，Vdc为直流侧电压，Sopta(k),Soptb(k),Soptc(k)是k时刻的三电平并网逆变器最优开关管动作
信号；
[0024] 步骤4，进行参数估计；
[0025] 将三相L滤波器的电感估计值记为电感估计值 三相L滤波器的等效电阻的电阻估计值记为电阻估计值 电感估计值 和电阻估计值 的计算式如下：
[0026]
[0027]
[0028] 其中，Ts是采样周期,eα(k-1),eβ(k-1)为(k-1)时刻两相静止坐标系αβ下的电网电压，iα(k-1),iβ(k-1)为(k-1)时刻两相静止坐标系αβ下的并网电流，Uα(k-1),Uβ(k-1)为(k-1)时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器输出电压；
[0029] 步骤5，将下一个采样时刻记为(k+1)时刻，进行第一步预测，得到(k+1)时刻的预测电流值 和 计算式如下：
[0030]
[0031]
[0032] 步骤6，将下两个采样时刻记为(k+2)时刻，进行第二步预测，求得(k+2)时刻两相静止坐标系αβ下的预测电流值
[0033] 将(k+2)时刻两相静止坐标系αβ下的预测电流值 记为(k+2)预测电流值 其计算式如下：
[0034]
[0035] 其中，
[0036] 是(k+1)时刻两相静止坐标系αβ下的电网电压预测值，其值分别为：
[0037] 是(k+1)时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器输出电压预测值，将(k+1)时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器输出电压预测值 记为
(k+1)时刻逆变器输出电压预测值 其计算式如下：
[0038]
[0039]
[0040] 式中，Sa、Sb、Sc分别为a相桥臂开关动作信号、b相桥臂开关动作信号、c相桥臂开关动作信号对应的开关矢量，将开关矢量Sa、开关矢量Sb、开关矢量Sc的取值记为(Sa、Sb、Sc)，根据三相桥臂开关管的动作，(Sa、Sb、Sc)包括以下27种情况：
[0041] (1,1,1),(1,1,0),(1,1,-1),(1,0,1),(1,0,0),(1,0,-1),(1,-1,1),(1,-1,0),(1,-1,-1),(0,1,1),(0,1,0),(0,1,-1),(0,0,1),(0,0,0),(0,0,-1),(0,-1,1),(0,-1,0),(0,-1,-1),(-1,1,1),(-1,1,0),(-1,1,-1),(-1,0,1),(-1,0,0),(-1,0,-1),(-1,-1,
1),(-1,-1,0),(-1,-1,-1)；
[0042] 其中，Sa＝1表示开关管Sa1,Sa2导通且开关管Sa3,Sa4关断，Sa＝0表示开关管Sa2,Sa3导通且开关管Sa1,Sa4关断，Sa＝-1表示开关管Sa3,Sa4导通且开关管Sa1,Sa2关断；Sb＝1表示开关管Sb1,Sb2导通且开关管Sb3,Sb4关断，Sb＝0表示开关管Sb2,Sb3导通且开关管Sb1,Sb4关断，Sb＝-1表示开关管Sb3,Sb4导通且开关管Sb1,Sb2关断；Sc＝1表示开关管Sc1,Sc2导通且开关管Sc3,Sc4关断，Sc＝0表示开关管Sc2,Sc3导通且开关管Sc1,Sc4关断，Sc＝-1表示开关管Sc3,Sc4导通且开关管Sc1,Sc2关断；
[0043] 根据以上27种情况，第二步预测得到27个(k+1)时刻逆变器输出电压预测值和27个(k+2)时刻预测电流值
[0044] 步骤7，通过滚动优化得到(k+1)时刻三电平并网逆变器最优开关管动作信号Sopta(k+1),Soptb(k+1),Soptc(k+1)；
[0045] 步骤7.1，定义价值函数为J，价值函数公式如下：
[0046]
[0047] 其中， 是(k+2)时刻两相静止坐标系αβ下的电流参考值，其值可以通过如下计算：
[0048]
[0049]
[0050] 式中， 是(k-1)时刻给定的两相静止坐标系αβ下的电流参考值,是k时刻给定的两相静止坐标系αβ下的电流参考值， 是(k+
1)时刻两相静止坐标系αβ下的电流参考值， 的计算式如下：
[0051]
[0052]
[0053] 式中， 是(k-2)时刻给定的两相静止坐标系αβ下的电流参考值；
[0054] 步骤7.2，将步骤6中获得的27个(k+2)时刻预测电流值 分别代入步骤7.1中的价值函数公式，得到27个价值函数值J，取价值函数数值最小时对应的(k+
2)时刻预测电流值 作为(k+2)时刻最优预测电流值ioptα(k+2),ioptβ(k
+2)；
[0055] 步骤7.2，在步骤6得到的27个(k+1)时刻逆变器输出电压预测值中，取与(k+2)时刻最优预测电流值ioptα(k+2),ioptβ(k+2)对应的(k+1)时刻逆变器输出电压预测值 作为(k+1)时刻最优逆变器输出电压值Uoptα(k+1),Uoptβ(k+1)；
[0056] 步骤7.3，将(k+1)时刻最优逆变器输出电压值Uoptα(k+1),Uoptβ(k+1)对应的开关矢量(Sa,Sb,Sc)记为(k+1)时刻三电平并网逆变器最优开关管动作信号Sopta(k+1),Soptb(k+1),Soptc(k+1)：所述(k+1)时刻三电平并网逆变器最优开关管动作信号Sopta(k+1),Soptb(k+1),Soptc(k+1)将在(k+1)时刻输出并实现对三电平并网逆变器在(k+1)时刻的开关动作；
[0057] 步骤8，在(k+1)时刻，将(k+1)赋值给k，返回步骤1进行下一时刻的预测控制。
[0058] 相对于
现有技术，本发明的有益效果为：
[0059] 1、本发明所述的无参数有限集模型预测控制方法，仅需采样流过三相L滤波器的电流和三相电网的电压就可以实现无参数有限集模型预测控制，不需要额外添加观测器，方案实现非常简单。
[0060] 2、本发明所述的无参数有限集模型预测控制方法，不需要额外设计
控制器的相关参数，不会存在相关参数设计带来的控制不稳定现象。
[0061] 3、本发明在系统运行工作点变化的情况下，不会存在像基于观测器的模型预测控制方案那样需要进行观测器参数的重新整定，因为所提出的方案不需要额外控制参数。
附图说明
[0062] 图1为本发明
实施例中的三电平并网逆变器主电路拓扑结构图。
[0063] 图2为本发明实施例中的三电平逆变器的详细结构图。
[0064] 图3为本发明实施例中的控制方法结构图。
[0065] 图4为本发明实施例中参数变化时的估计参数和实际参数波形。
[0066] 图5为本发明实施例中参数变化时的a相并网电流
跟踪效果波形。
[0067] 图6为本发明实施例中a相并网电流阶跃响应结果波形。
具体实施方式
[0068] 下面结合附图和实例对本发明作进一步详细地描述。
[0069] 图1是应用本发明的三电平并网逆变器主电路的拓扑结构图，图2为本发明实施例中的三电平逆变器的详细结构图。由图1和图2可见，该拓扑结构包括包括直流侧电压源10、直流侧串联电容20、三电平逆变器30、三相L滤波器40、三相L滤波器的等效电阻50和三相电网60，所述直流侧串联电容20包括直流电容C1和直流电容C2，直流电容C1和直流电容C2串联后接在直流侧电压源10的直流正母线P与直流负母线N之间，其连接点记为中点n，中点n与三电平逆变器电路30的中性点O连接，直流侧电压源10与直流侧串联电容20并联后和三电平逆变器30连接，三电平逆变器30经三相L滤波器40与三相L滤波器的等效电阻50连接后接入三相电网60。
[0070] 所述三电平逆变器30由a,b,c三相桥臂组成，每相桥臂包括4个开关管，即三电平逆变器30共包括12个开关管，分别记为Sa1、Sa2、Sa3、Sa4、Sb1、Sb2、Sb3、Sb4、Sc1、Sc2、Sb3和Sc4；定义每个开关管的集电极为正端，每个开关管的发射极为负端，对于a相桥臂，开关管Sa1的正端连接直流正母线P，开关管Sa1的负端连接开关管Sa2的正端和开关管Sa4的正端以及a相桥臂输出端，开关管Sa2的负端连接开关管Sa3的负端，开关管Sa3的正端连接中性点O，开关管Sa4的负端连接直流负母线N；对于b相桥臂，开关管Sb1的正端连接直流正母线P，开关管Sb1的负端连接开关管Sb2的正端和开关管Sb4的正端以及b相桥臂输出端，开关管Sb2的负端连接开关管Sb3的负端，开关管Sb3的正端连接中性点O，开关管Sb4的负端连接直流负母线N；对于c相桥臂，开关管Sc1的正端连接直流正母线P，开关管Sc1的负端连接开关管Sc2的正端和开关管Sc4的正端以及c相输出端，开关管Sc2的负端连接开关管Sc3的负端，开关管Sc3的正端连接中性点O，开关管Sc4的负端连接直流负母线N。
[0071] 在图1中，直流侧电压源10的电压记为直流侧电压Vdc，，L为三相L滤波器40的电感值，R为三相L滤波器的等效电阻50的电阻值，Grid为三相电网60。
[0072] 本实施例中主电路参数为：直流侧电压Vdc为700V，三电平并网逆变器额定功率为20kW，
采样频率为16kHz，采样周期Ts为1/16000s，死区时间为2μs，三相电网额定线电压为
380V/50Hz，三相额定并网电流为30A，三相L滤波器的等效电阻50的电阻值R为0.02Ω，三相L滤波器40的电感值L为6mH/3mH。
[0073] 本发明所述控制方法参见图3，所述控制方法包括：首先根据采样的k时刻并网电流ia(k),ib(k),ic(k)和k时刻电网电压ea(k),eb(k),ec(k)，利用CLARK变换，得到k时刻两相静止坐标系αβ下的电网电压eα(k),eβ(k)和k时刻两相静止坐标系αβ下的并网电流iα(k),iβ(k)，接下来，根据步骤3计算k时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器输出电压Uα(k),Uβ(k)，然后利用步骤4进行参数估计，得到电感估计值 和电阻估计值 通过步骤5得到k+1时刻的预测电流值 和 通过步骤6得到k+2时刻的预测电流值 和然后通过步骤7得到k+1时刻的三电平并网逆变器最优开关管动作信号Sopta(k+
1),Soptb(k+1),Soptc(k+1)，并在k+1时刻输出三电平并网逆变器最优开关管动作信号Sopta(k+1),Soptb(k+1),Soptc(k+1)，实现对三电平并网逆变器在k+1时刻的开关动作。
[0074] 具体步骤如下：
[0075] 步骤1，当前采样时刻记为k时刻，采样流过三相L滤波器40的电流并记做k时刻并网电流ia(k),ib(k),ic(k)，采样三相电网60的电压并记做k时刻电网电压ea(k),eb(k),ec(k)。
[0076] 步骤2，对步骤1中采样得到的k时刻电网电压ea(k),eb(k),ec(k)和k时刻并网电流ia(k),ib(k),ic(k)进行坐标变换，采用三相静止坐标系abc变换到两相静止坐标系αβ的CLARK坐标变换，得到k时刻两相静止坐标系αβ下的电网电压eα(k),eβ(k)和k时刻两相静止坐标系αβ下的并网电流iα(k),iβ(k)；所述CLARK坐标变换公式如下：
[0077]
[0078]
[0079] 步骤3，计算k时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器输出电压Uα(k),Uβ(k)，计算式如下：
[0080]
[0081]
[0082] 其中，Vdc为直流侧电压，Sopta(k),Soptb(k),Soptc(k)是k时刻的三电平并网逆变器最优开关管动作信号，该信号通过上一个采样时刻控制得到。
[0083] 步骤4，进行参数估计；
[0084] 将三相L滤波器40的电感估计值记为电感估计值 三相L滤波器的等效电阻50的电阻估计值记为电阻估计值 电感估计值 和电阻估计值 的计算式如下：
[0085]
[0086]
[0087] 其中，Ts是采样周期,eα(k-1),eβ(k-1)为(k-1)时刻两相静止坐标系αβ下的电网电压，iα(k-1),iβ(k-1)为(k-1)时刻两相静止坐标系αβ下的并网电流，Uα(k-1),Uβ(k-1)为(k-1)时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器输出电压。
[0088] 步骤5，将下一个采样时刻记为(k+1)时刻，进行第一步预测，得到(k+1)时刻的预测电流值 和 计算式如下：
[0089]
[0090]
[0091] 步骤6，将下两个采样时刻记为(k+2)时刻，进行第二步预测，求得(k+2)时刻两相静止坐标系αβ下的预测电流值
[0092] 将(k+2)时刻两相静止坐标系αβ下的预测电流值 记为(k+2)预测电流值 其计算式如下：
[0093]
[0094] 其中，
[0095] 是(k+1)时刻两相静止坐标系αβ下的电网电压预测值，其值分别为：
[0096] 是(k+1)时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器输出电压预测值，将(k+1)时刻两相静止坐标系αβ下的逆变器输出电压预测值 记为
(k+1)时刻逆变器输出电压预测值 其计算式如下：
[0097]
[0098]
[0099] 式中，Sa、Sb、Sc分别为a相桥臂开关动作信号、b相桥臂开关动作信号、c相桥臂开关动作信号对应的开关矢量，将开关矢量Sa、开关矢量Sb、开关矢量Sc的取值记为(Sa、Sb、Sc)，根据三相桥臂开关管的动作，(Sa、Sb、Sc)包括以下27种情况：
[0100] (1,1,1),(1,1,0),(1,1,-1),(1,0,1),(1,0,0),(1,0,-1),(1,-1,1),(1,-1,0),(1,-1,-1),(0,1,1),(0,1,0),(0,1,-1),(0,0,1),(0,0,0),(0,0,-1),(0,-1,1),(0,-1,0),(0,-1,-1),(-1,1,1),(-1,1,0),(-1,1,-1),(-1,0,1),(-1,0,0),(-1,0,-1),(-1,-1,
1),(-1,-1,0),(-1,-1,-1)。
[0101] 其中，Sa＝1表示开关管Sa1,Sa2导通且开关管Sa3,Sa4关断，Sa＝0表示开关管Sa2,Sa3导通且开关管Sa1,Sa4关断，Sa＝-1表示开关管Sa3,Sa4导通且开关管Sa1,Sa2关断；Sb＝1表示开关管Sb1,Sb2导通且开关管Sb3,Sb4关断，Sb＝0表示开关管Sb2,Sb3导通且开关管Sb1,Sb4关断，Sb＝-1表示开关管Sb3,Sb4导通且开关管Sb1,Sb2关断；Sc＝1表示开关管Sc1,Sc2导通且开关管Sc3,Sc4关断，Sc＝0表示开关管Sc2,Sc3导通且开关管Sc1,Sc4关断，Sc＝-1表示开关管Sc3,Sc4导通且开关管Sc1,Sc2关断。
[0102] 根据以上27种情况，第二步预测得到27个(k+1)时刻逆变器输出电压预测值和27个(k+2)时刻预测电流值
[0103] 步骤7，通过滚动优化得到(k+1)时刻三电平并网逆变器最优开关管动作信号Sopta(k+1),Soptb(k+1),Soptc(k+1)。
[0104] 步骤7.1，定义价值函数为J，价值函数公式如下：
[0105]
[0106] 其中， 是(k+2)时刻两相静止坐标系αβ下的电流参考值，其值可以通过如下计算：
[0107]
[0108]
[0109] 式中， 是(k-1)时刻给定的两相静止坐标系αβ下的电流参考值,是k时刻给定的两相静止坐标系αβ下的电流参考值， 是(k+
1)时刻两相静止坐标系αβ下的电流参考值， 的计算式如下：
[0110]
[0111]
[0112] 式中， 是(k-2)时刻给定的两相静止坐标系αβ下的电流参考值。
[0113] 步骤7.2，将步骤6中获得的27个(k+2)时刻预测电流值 分别代入步骤7.1中的价值函数公式，得到27个价值函数值J，取价值函数数值最小时对应的(k+
2)时刻预测电流值 作为(k+2)时刻最优预测电流值ioptα(k+2),ioptβ(k
+2)。
[0114] 步骤7.2，在步骤6得到的27个(k+1)时刻逆变器输出电压预测值中，取与(k+2)时刻最优预测电流值ioptα(k+2),ioptβ(k+2)对应的(k+1)时刻逆变器输出电压预测值 作为(k+1)时刻最优逆变器输出电压值Uoptα(k+1),Uoptβ(k+1)。
[0115] 步骤7.3，将(k+1)时刻最优逆变器输出电压值Uoptα(k+1),Uoptβ(k+1)对应的开关矢量(Sa,Sb,Sc)记为(k+1)时刻三电平并网逆变器最优开关管动作信号Sopta(k+1),Soptb(k+1),Soptc(k+1)：所述(k+1)时刻三电平并网逆变器最优开关管动作信号Sopta(k+1),Soptb(k+1),Soptc(k+1)将在(k+1)时刻输出并实现对三电平并网逆变器在(k+1)时刻的开关动作。
[0116] 步骤8，在(k+1)时刻，将(k+1)赋值给k，返回步骤1进行下一时刻的预测控制。
[0117] 图4是参数变化时的估计参数和实际参数波形，由于三相L滤波器的等效电阻50的电阻值R对模型预测控制的影响非常小，本发明通过改变三相L滤波器40的电感值L来验证参数鲁棒性，在t＝0.05s时刻，将三相L滤波器40的电感值L从3mH变化到6mH，从图中可以看出，电感估计值 能快速且准确跟踪三相L滤波器40的电感值L，证明了所提出的方案有较强的参数鲁棒性。
[0118] 图5是参数变化时的a相并网电流跟踪效果波形，与图4相同，在t＝0.05s时刻，将三相L滤波器40的电感值L从3mH变化到6mH，a相并网电流参考值 设为30cos(2*pi*50*t)，从图中可以看出，a相并网电流实际值ia能快速且准确跟踪a相并网电流参考值 证明了所提出的方案有较为良好的控制效果。
[0119] 图6是a相电流阶跃响应结果波形。在t＝0.05s时刻，将a相并网电流参考值 从15cos(2*pi*50*t)变化到30cos(2*pi*50*t)，从图中可以看出，a相并网电流实际值ia在参数改变时刻能快速且准确跟踪a相并网电流参考值 证明了所提出的方案有较为良好的
动态性能。
