技术领域
[0001] 本
发明涉及
电荷泵技术领域，具体地说，是涉及一种基于电压差控制的电荷泵的轻载降频电路。
背景技术
[0002] 电荷泵是利用电容存储
能量的
开关变换器，其中，利用开关使得电容在供电和放电状态之间切换，从而可以提升或降低供电电压。在移动终端或便携式
电子设备中，供电电源的电压可能低于工作电压，电荷泵可以将供电电源的电压提供之后系统工作，例如，电荷泵产生的电压在3.3V至4.0V范围内，从而满足电子设备的工作需要。
[0003] 如图1所示为电荷泵的电路原理图，四个功率管分为两个
相位φ1和φ2分别导通，在没有负载的理想情况下，VX＝2*VY。最常见的应用是将VX作为输入电源，从而得到近似一半的
输出电压VY。类似的，如果将VY作为输入电源，那么就会得到近似两倍的输出电压VX。图1中|VX/2-VY|的电压差决定了稳态负载
电流。电压差越大，稳态负载电流越大；反之亦然。这个电压差和负载电流本质上遵循指数关系，当CFLY容值和功率管导通
电阻阻值的乘积(时间常数)与电荷泵时钟周期接近时，可以近似认为满足线性关系。
[0004] 对于电压变换器，最核心最重要的指标一定是效率。在将能量从输入端传递到输出端的过程中，如何将自身损耗最小化是最核心的思考。
[0005] 通常对于电压变换器来说，损耗来自三个方面，一个是与负载相关但与开关
频率无关的“导通损耗”，即开关管，电流通路中寄生电阻在导通电流时由电阻产生的热损耗；一个是既与负载相关又与开关频率成正比的，“开关管电压电流交叠损耗”(在开关导通或者关断的过程中，开关既导通大电流，同时自身压降又很大)；最后一个是与负载无关但与开关频率成正比的，“开关管寄生电容充放电损耗”(开关管每次导通和关断都要对开关管的寄生电容充放电)。
[0006] 电荷泵架构相较于其他电压变换器架构，最大的优势在于它在导通和关断的时候都是“
软开关”，即几乎没有“开关管电压电流交叠损耗”。主要的损耗来自于“导通损耗”和“开关管寄生电容充放电损耗”。在重载时，“导通损耗”占主导；在轻载时，“开关管寄生电容充放电损耗”占主导。
[0007] “导通损耗”主要由管子尺寸决定，没有太多设计上的
自由度；但“开关管寄生电容充放电损耗”与开关频率相关，所以可以利用这一点当负载变轻时，维持输出电压的前提下，尽可能的降低电荷泵的开关频率，从而实现高效率的电压变换。
[0008] 电荷泵作为一种DCDC，最核心的指标就是转换效率。如何实现负载电流变小时，降低工作频率，提高轻载时的转换效率成为急需解决的问题。同时，有些应用中有一个一直导通的挡反向功率管，这样就可以利用这个一直导通的功率管来检测电流，提取出电流信息。但是如果应用中没有挡反向管，如图2的电路图所示，应用中只有一直处于开关状态的八个功率管Q1～8，则无法继续通过功率管来检测电流。并且如何确保电荷泵在各种极端情况下(电源跳变/负载跳变/电容开
短路/输入输出短地)安全可靠的工作也是当前的一大难题。
发明内容
[0009] 本发明的目的在于提供一种基于电压差控制的电荷泵的轻载降频电路，主要解决现有电荷泵电路在无法通过功率管来检测电流的前提下，提高电荷泵电路轻载时的转换效率的问题。
[0010] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
[0011] 一种基于电压差控制的电荷泵的轻载降频电路，包括均与电荷泵电路的OUT端口相连的PFM模式检测电路和PFM模式时钟产生电路，与电荷泵电路的GND端口相连的PWM模式检测电路，与PFM模式检测电路和PWM模式检测电路相连的
触发电路，以及与PFM模式时钟产生电路和触发电路相连的逻辑控制电路。
[0012] 进一步地，所述轻载降频电路还包括与电荷泵电路相连的保护电路。
[0013] 进一步地，所述PFM模式检测电路包括与电荷泵电路的OUT端口相连的电阻R1，正极输入端与电阻R1相连的比较器cmp1，连接于比较器cmp1的正极输入端与负极输入端之间的电容C1，与比较器cmp1的负极输入端相连的电阻R2，负极与电阻R2的另一端相连的基准电压源VTH_ENTER_PFM，与比较器cmp1输出端相连的延迟器dly1，与延迟器dly1的输出端相连的
反相器inv1，以及一个输入端与比较器cmp1输出端相连、另一个输入端与反相器inv1的输出端相连的与
门A1；其中，与门A1的输出端与触发电路相连。
[0014] 进一步地，所述PFM时钟产生电路包括负极输入端与电荷泵电路的OUT端口相连的比较器cmp2，负极与比较器cmp2的正极输入端相连的基准电压源VTH_PFM_BOTTOM，与比较器cmp2输出端相连的延迟器dly2，与延迟器dly2的输出端相连的反相器inv2，以及一个输入端与比较器cmp2输出端相连、另一个输入端与反相器inv2的输出端相连的与门A2；以及时钟输入端与与门A2的输出端相连的D触发器M1；其中，D触发器M1的数据输入端D与D触发器M1的输出端Q’相连，D触发器M1的输出端Q与逻辑控制电路相连。
[0015] 进一步地，所述PFM模式检测电路包括负极均与电荷泵电路的GND端口相连的基准电压源2*VREF和基准电压源VREF，与基准电压源2*VREF的正极相连的开关S1，一端与开关S1自由端相连且另一端与电荷泵电路的GND端口相连的电容C2，与开关S1自由端相连的开关S2，一端与开关S2的自由端相连且另一端与电荷泵电路的GND端口相连的电阻R3，并联于电阻R3两端的电容C3，正极输入端与开关S2的自由端相连、负极输入端与基准电压源VREF的正极相连的比较器cmp3，与比较器cmp3输出端相连的延迟器dly3，与延迟器dly3的输出端相连的反相器inv3，以及一个输入端与比较器cmp3输出端相连、另一个输入端与反相器inv3的输出端相连的与门A3；其中，与门A3的输出端与触发电路相连。
[0016] 进一步地，所述触发电路包括时钟输入端与与门A1的输出端相连、复位端与与门A2的输出端相连的D触发器M2，以及与D触发器M2的输出端Q相连的反相器inv4，其中，反相器inv4的输出端和D触发器M2的输出端Q还与逻辑控制电路相连。
[0017] 进一步地，所述逻辑控制电路包括SEL
接口与D触发器M2的输出端Q相连、A接口与D触发器M1的输出端Q相连的数据选择器MUX，与数据选择器MUX的B接口相连的
晶体振荡器，与数据选择器MUX的与门A3、反相器inv4，以及与反相器inv4相连的与门A5。
[0018] 进一步地，所述保护电路包括
串联后一端与电荷泵电路的PMID端口相连且另一端与电荷泵电路的GND端口相连的反馈电阻RF1、RF2，并联于反馈电阻RF1两端的反馈电容CF1，并联于反馈电阻RF2两端的反馈电容CF2，正极输入端与反馈电阻RF1相连的比较器cmp4，负极输入端与反馈电阻RF2相连的比较器cmp5，以及两个输入端分别与比较器cmp4、比较器cmp5的输出端相连的非门A6；其中，所述比较器cmp4的负极输入端与比较器cmp5的正极输入端之间连接有两个顺次串联的
阈值电压源VTH_extreme，两个阈值电压源VTH_extreme之间连接电荷泵电路的OUT端口。
[0019] 与
现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0020] (1)本发明的轻载降频电路不需要电流检测电路，实现了轻载降频，提高了轻载的转换效率。并且在低频的PFM模式下，当
电源电压突变或者负载突变时，天然的会提高振荡频率，确保了系统的安全可靠。
[0021] (2)本发明针对电容开短路/输入输出短路等极端情况，该方案可以检测出极端情况的发生并立刻关断功率管，确保系统安全可靠的工作。
附图说明
[0022] 图1为现有技术电荷泵示意图。
[0023] 图2为现有技术常见的电荷泵应用图。
[0024] 图3为本发明的PFM模式检测电路原理图。
[0025] 图4为本发明的PFM模式时钟产生电路原理图。
[0026] 图5为本发明的PWM模式检测电路原理图。
[0027] 图6为本发明的触发电路原理图。
[0028] 图7为本发明的逻辑控制电路原理图。
[0029] 图8为本发明的保护电路原理图。
[0030] 图9本发明-
实施例在负载发生变化时关键
节点的电压电流
波形。
具体实施方式
[0031] 下面结合附图说明和实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。
[0032] 实施例
[0033] 如图3～8所示，本发明公开的一种基于电压差控制的电荷泵的轻载降频电路，包括均与电荷泵电路的OUT端口相连的PFM模式检测电路和PFM模式时钟产生电路，与电荷泵电路的GND端口相连的PWM模式检测电路，与PFM模式检测电路和PWM模式检测电路相连的触发电路，以及与PFM模式时钟产生电路和触发电路相连的逻辑控制电路。
[0034] 所述PFM模式检测电路包括与电荷泵电路的OUT端口相连的电阻R1，正极输入端与电阻R1相连的比较器cmp1，连接于比较器cmp1的正极输入端与负极输入端之间的电容C1，与比较器cmp1的负极输入端相连的电阻R2，负极与电阻R2的另一端相连的基准电压源VTH_ENTER_PFM，与比较器cmp1输出端相连的延迟器dly1，与延迟器dly1的输出端相连的反相器inv1，以及一个输入端与比较器cmp1输出端相连、另一个输入端与反相器inv1的输出端相连的与门A1；其中，与门A1的输出端与触发电路相连。
[0035] 所述PFM时钟产生电路包括负极输入端与电荷泵电路的OUT端口相连的比较器cmp2，负极与比较器cmp2的正极输入端相连的基准电压源VTH_PFM_BOTTOM，与比较器cmp2输出端相连的延迟器dly2，与延迟器dly2的输出端相连的反相器inv2，以及一个输入端与比较器cmp2输出端相连、另一个输入端与反相器inv2的输出端相连的与门A2；以及时钟输入端与与门A2的输出端相连的D触发器M1；其中，D触发器M1的数据输入端D与D触发器M1的输出端Q’相连，D触发器M1的输出端Q与逻辑控制电路相连。
[0036] 所述PFM模式检测电路包括负极均与电荷泵电路的GND端口相连的基准电压源2*VREF和基准电压源VREF，与基准电压源2*VREF的正极相连的开关S1，一端与开关S1自由端相连且另一端与电荷泵电路的GND端口相连的电容C2，与开关S1自由端相连的开关S2，一端与开关S2的自由端相连且另一端与电荷泵电路的GND端口相连的电阻R3，并联于电阻R3两端的电容C3，正极输入端与开关S2的自由端相连、负极输入端与基准电压源VREF的正极相连的比较器cmp3，与比较器cmp3输出端相连的延迟器dly3，与延迟器dly3的输出端相连的反相器inv3，以及一个输入端与比较器cmp3输出端相连、另一个输入端与反相器inv3的输出端相连的与门A3；其中，与门A3的输出端与触发电路相连。
[0037] 所述触发电路包括时钟输入端与与门A1的输出端相连、复位端与与门A2的输出端相连的D触发器M2，以及与D触发器M2的输出端Q相连的反相器inv4，其中，反相器inv4的输出端和D触发器M2的输出端Q还与逻辑控制电路相连。
[0038] 所述逻辑控制电路包括SEL接口与D触发器M2的输出端Q相连、A接口与D触发器M1的输出端Q相连的数据选择器MUX，与数据选择器MUX的B接口相连的
晶体振荡器，与数据选择器MUX的与门A3、反相器inv4，以及与反相器inv4相连的与门A5。
[0039] 所述保护电路包括串联后一端与电荷泵电路的PMID端口相连且另一端与电荷泵电路的GND端口相连的反馈电阻RF1、RF2，并联于反馈电阻RF1两端的反馈电容CF1，并联于反馈电阻RF2两端的反馈电容CF2，正极输入端与反馈电阻RF1相连的比较器cmp4，负极输入端与反馈电阻RF2相连的比较器cmp5，以及两个输入端分别与比较器cmp4、比较器cmp5的输出端相连的非门A6；其中，所述比较器cmp4的负极输入端与比较器cmp5的正极输入端之间连接有两个顺次串联的阈值电压源VTH_extreme，两个阈值电压源VTH_extreme之间连接电荷泵电路的OUT端口。
[0040] 关于PWM模式和PFM模式。在重载时，电荷泵工作在PWM模式，以固定的较高的开关频率工作。在轻载时，电荷泵工作在PFM模式，开关频率与负载大小正相关，负载电流越小，开关频率越小。
[0041] 逻辑默认电荷泵工作在PWM模式，当负载变为轻载后，由PFM模式检测电路来判断电荷泵何时开始进入PFM模式。由于所有功率管都一直在导通关断，直接检测负载电流需要较高的成本。利用(PMID/2-OUT)的压差与负载电流近似成正比的关系，来判断电荷泵何时需要进入PFM模式。
[0042] 具体实现的细节需要注意以下三点：
[0043] (1)如果功率管Q1～8导通电阻很小，(PMID/2-OUT)的压差会很小，所以这里的比较器需要具有很高的
精度。
[0044] (2)需要检查(PMID/2-OUT)的平均值而不是瞬态值，所以这里通过电阻电容对压差做了低通滤波(
滤波器的转折频率为PWM模式时钟频率的几分之一)。一旦比较器翻转，就会产生一个脉冲
信号“ENTER_PFM”触发逻辑，让电荷泵由PWM模式进入PFM模式。
[0045] (3)(PMID/2-OUT)的压差与负载电流只是近似成正比，本质是遵循指数关系，所以VTH_ENTER_PFM需要做成可调节的，依据实际的应用条件由客户选择。
[0046] 当电荷泵工作在PFM模式后，如何产生与负载相关的
时钟信号，这就是PFM模式时钟产生电路的功能。因为电荷泵工作在PFM模式，所以此时的负载较轻，所以每一次相位切换后，OUT电压都会被CFLYx电容抬高到接近PMID/2，也就是说每次相位切换后的瞬间，(PMID/2-OUT)的压差会变得很小。之后，OUT电压会被负载慢慢拉低，(PMID/2-OUT)的压差慢慢变大。“PFM Clock Generator”采用一个快速的比较器(几十纳秒内完成比较)，直接比较(PMID/2-OUT)压差(经过转折频率为几十纳秒的RC滤波，滤除开关切换瞬间的毛刺)，一旦(PMID/2-OUT)的压差大于VTH_PFM_BOTTOM，立即切换功率管的相位。VTH_PFM_BOTTOM也需要做成可调节的，让用户依据具体的应用条件选择合适的值。
[0047] 当电荷泵工作在PFM模式中，如果负载电流变大，需要退出PFM模式进入PWM模式工作。由以上PFM模式时钟产生电路的介绍可知，在PFM模式下，时钟频率与负载电流成正比。所以可以做一个频率检测器，如果检测到PFM的时钟频率维持在一个高频率一段时间，就认为负载电流足够大，需要进入PWM模式工作，这就是PFM模式检测电路的工作原理。受PFM_CLK控制的相位互补的两个开关与电容C2构成了开关电容电路，开关电容电路可以等效成一个电阻，这个等效的电阻阻值为：
[0048] Reff＝1/(2*phi*fPFM_CLK*C2) 公式一
[0049] 当Reff
[0050] FPFM_CLK>1/(2*phi*R3*C2) 公式二
[0051] 电荷泵除了需要在正常的应用条件下能够工作，还需要在极端情况下保护自己，这就是保护的功能。常见的极端情况为电容开短路和输入输出短地，无论哪种情况，最终都会表现为(PMID/2-OUT)的绝对值很大，所以可以通过监测(PMID/2-OUT)绝对值的大小来检测出异常的工作条件，从而快速关断功率管，保证芯片的安全可靠。用电阻RF分压得到一半的PMID的电压，同时用两个电容CF分压，提高瞬态响应的速度。两个比较器cmp4和cmp5，分别比较PMID/2-OUT>VTH_extreme和OUT-PMID/2>VTH_extreme。如果任何一个比较器发生翻转，就立刻关断所有功率管，电荷泵停止工作。
[0052] 图9显示了本实施例在负载发生变化时关键节点的电压电流波形。初始时为重负载，电荷泵工作在PWM模式，以恒定的较高时钟频率工作，(PMID/2-OUT)压差较大。随后负载电流逐渐变小，电荷泵继续保持PWM工作模式，(PMID/2-OUT)压差随着负载电流的减小而变小。当压差持续小于VTH_ENTER_PFM时，“Enter PFM Detector”模
块产生“ENTER_PFM”的逻辑脉冲，电荷泵从PWM模式切换到PFM模式。
[0053] 进入PFM模式后，电荷泵不再保持固定的时钟频率。每当(PMID/2-OUT)压差大于VTH_PFM_BOTTOM,就会触发PFM_CLK翻转，这样就实现了PFM_CLK与负载大小正相关。之后，随着负载电流的增大，VOUT更快的触发TRIGGER_PFM_CLK的电压阈值，PFM_CLK变得越来越快。当PFM_CLK的频率大于1/(2*phi*R3*C2)一段时间后，PWM模式检测电路就会产生“ENTER_PWM”的逻辑脉冲，电荷泵从PFM模式切换到PWM模式。
[0054] 通过上述设计，本发明的轻载降频电路不需要电流检测电路，实现了轻载降频，提高了轻载的转换效率。并且在低频的PFM模式下，当电源电压突变或者负载突变时，天然的会提高振荡频率，确保了系统的安全可靠。因此，具有很高的使用价值和推广价值。
[0055] 上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。
