Current mirror circuit
专利汇可以提供Current mirror circuit专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且PURPOSE: To provide the current mirror circuit in which an input output current ratio is set to 2:1 with high accuracy.
CONSTITUTION: The current mirror circuit is constituted of transistor(TR) Q4 whose input current of a Wilson current mirror circuit 4 is decreased to a half, a TR Q5 whose base connects to an output terminal 3 of the Wilson current mirror circuit 4, whose emitter connects to a collector of the Tr Q4 and whose collector connects to an output terminal 2, and a TR Q6 whose base connects to a collector of the TR Q5, whose emitter connects to a base of the TR Q5 and whose collector connects to a power supply.
COPYRIGHT: (C)1993,JPO&Japio，下面是Current mirror circuit专利的具体信息内容。
のトランジスタと、ベースを前記ウィルソン型カレントミラー回路の出力端子にエミッタを第４のトランジスタのコレクタにコレクタを出力端子に接続した第５のトランジスタと、ベースを第５のトランジスタのコレクタにエミッタを第５のトランジスタのベースにコレクタを他方の電源に接続した第６のトランジスタを備えたことを特徴とするカレントミラー回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、カレントミラー回路、特に電流を２：１にするカレントミラー回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、アナログ回路において、カレントミラー回路は頻繁に使用されている。 図４に代表的なカレントミラー回路を示す。 図において、Ｑ21，Ｑ22はベースを共通接続したＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、ＮＰＮトランジスタと略称する）で、ＮＰＮトランジスタＱ21はベースとコレクタが短絡接続されていて、エミッタはＧＮＤに、コレクタは入力端子21にそれぞれ接続されている。 ＮＰＮトランジスタＱ22のエミッタはＧＮＤに、コレクタは出力端子22にそれぞれ接続されている。
【０００３】次にこのような構成のカレントミラー回路の動作について説明する。 ＮＰＮトランジスタＱ21，Ｑ
22の特性が等しいと仮定すると、ＮＰＮトランジスタＱ
21，Ｑ22のコレクタ電流Ｉ C21 ，Ｉ C22は、 Ｉ C21 ＝Ｉ C22 ＝Ｉ C・・・・・（１） とおける。 同様に、ＮＰＮトランジスタＱ21，Ｑ22のベース電流Ｉ B21 ，Ｉ B22は、 Ｉ B21 ＝Ｉ B22 ＝Ｉ B・・・・・（２） とおける。 この時、入力端子21から入力される電流をＩ
I2 、出力端子22から吸い込まれる電流をＩ O2とすると、
Ｉ I2は、 Ｉ I2 ＝Ｉ C ＋２Ｉ B・・・・・（３） と表すことができる。 また、Ｉ O2は、 Ｉ O2 ＝Ｉ C・・・・・（４） と表すことができる。 従って、入力電流Ｉ I2と出力電流Ｉ O2との差電流は、 Ｉ I2 −Ｉ O2 ＝２Ｉ B・・・・・（５） となり、２Ｉ Bの誤差が生じる。
【０００４】このような誤差を補償したカレントミラー回路として、図５に示す構成のウィルソン型カレントミラー回路が知られている。 図において、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ
３はＮＰＮトランジスタで、ＮＰＮトランジスタＱ１はエミッタをＧＮＤに、コレクタを入力端子21にそれぞれ接続している。 ＮＰＮトランジスタＱ２はベースとコレクタが短絡接続されていて、エミッタはＧＮＤに接続されており、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースはＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに、エミッタはＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに、コレクタは出力端子22にそれぞれ接続されている。
【０００５】次にこのような構成のカレントミラー回路の動作について説明する。 ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ
２，Ｑ３の特性が等しいと仮定すると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電流Ｉ C1 ，Ｉ C2は、 Ｉ C1 ＝Ｉ C2 ＝Ｉ C・・・・・（６） とおける。 同様に、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のベース電流Ｉ B1 ，Ｉ B2は、 Ｉ B1 ＝Ｉ B2 ＝Ｉ B・・・・・（７） とおける。 そして、ＮＰＮトランジスタＱ３のベース電流Ｉ B3は、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタ電流がほぼ等しいことから、 Ｉ B3 ＝Ｉ B・・・・・（８） とおける。 この時、入力端子21から入力される電流をＩ
I2 、出力端子22から吸い込まれる電流をＩ O2とすると、
Ｉ I2は、 Ｉ I2 ＝Ｉ C ＋Ｉ B・・・・・（９） と表すことができる。 また、Ｉ O2は、 Ｉ O2 ＝（Ｉ C ＋２Ｉ B ）− Ｉ B ＝Ｉ C ＋Ｉ B・・・・・（10） と表すことができる。 従って、入力電流Ｉ I2と出力電流Ｉ O2との差電流は、 Ｉ I2 −Ｉ O2 ＝０ ・・・・・（11） となり、誤差を生じない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところが、カレントミラー回路の入力電流Ｉ INと出力電流Ｉ OUTの比を、
Ｉ IN ：Ｉ OUT ＝２：１にした場合、図５に示すウィルソン型カレントミラー回路では誤差が生じてしまい、高精度な特性を得ることができない。
【０００７】本発明は、従来のカレントミラー回路における上記問題点を解消するためになされたもので、入力電流Ｉ INと出力電流Ｉ OUTの比がＩ IN ：Ｉ OUT ＝２：１
の高精度なカレントミラー回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段及び作用】上記問題点を解決するため、本発明は、図１の概念図に示すように、コレクタを入力端子１にエミッタを一方の電源に接続した第１のトランジスタＱ１と、ベースを第１のトランジスタＱ１のベースにエミッタを一方の電源に接続したベース・コレクタ短絡の第２のトランジスタＱ２と、ベースを第１のトランジスタＱ１のコレクタにエミッタを第２
のトランジスタＱ２のコレクタにコレクタを出力端子２
に接続してなるウィルソン型カレントミラー回路４に対して、ベースを第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２
のベースと共通接続しエミッタを一方の電源に接続した、前記ウィルソン型カレントミラー回路４の入力電流を１／２に減少させる第４のトランジスタＱ４と、ベースを前記ウィルソン型カレントミラー回路の出力端子３
にエミッタを第４のトランジスタＱ４のコレクタにコレクタを出力端子２に接続した第５のトランジスタＱ５
と、ベースを第５のトランジスタＱ５のコレクタにエミッタを第５のトランジスタＱ５のベースにコレクタを他方の電源に接続した第６のトランジスタＱ６を設けてカレントミラー回路を構成するものである。
【０００９】このように構成したカレントミラー回路において、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６の特性が等しいと仮定し、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４のエリア・ファクターｌ，ｍ，ｎの比を、 ｌ：ｍ：ｎ＝２：２：１ ・・・・・（12） とすると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４のコレクタ電流Ｉ C1 ，Ｉ C2 ，Ｉ C4は、 Ｉ C1 ＝Ｉ C2 ＝２Ｉ C4 ＝２Ｉ C・・・・・（13） とおける。 同様に、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ
４のベース電流Ｉ B1 ，Ｉ B2 ，Ｉ B4は、 Ｉ B1 ＝Ｉ B2 ＝２Ｉ B4 ＝２Ｉ B・・・・・（14） とおける。 この時、入力端子１から入力される電流をＩ
I 、出力端子２から吸い込まれる電流をＩ Oとすると、
Ｉ Iは、 Ｉ I ＝Ｉ C1 ＋Ｉ B3 ＝２Ｉ C ＋２Ｉ B ＝２（Ｉ C ＋Ｉ B ） ・・・・・（15） と表すことができる。 また、Ｉ Oは、 Ｉ O ＝Ｉ C5 ＋Ｉ B6 ＝（Ｉ C4 −Ｉ B5 ）＋Ｉ B6 ＝（Ｉ C −Ｉ B ）＋２Ｉ B ＝Ｉ C ＋Ｉ B・・・・・（16） と表すことができる。 従って式（15），（16）より、入力電流Ｉ Iと出力電流Ｉ Oの比は、Ｉ I ：Ｉ O ＝２：１
となり、誤差なく電流比を２：１に設定することができる。
【００１０】
【実施例】次に実施例について説明する。 図２は、本発明に係るカレントミラー回路の第１実施例を示す回路構成図であり、図１に示した概念図と同一又は対応する部材には同一符号を付しており、その接続態様の説明は省略する。 この実施例においては、ＮＰＮトランジスタＱ
１，Ｑ２，Ｑ４とＧＮＤ間に、ＮＰＮトランジスタＱ４
のアーリー効果抑制用の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３が、それぞれ挿入接続されている。
【００１１】このように構成されたカレントミラー回路において、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４のエリア・ファクターｌ，ｍ，ｎの比を、ｌ：ｍ：ｎ＝２：
２：１とすると、図１に示した概念図に関して述べたように、入力端子１に入力電流Ｉ Iを流し込むことにより、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉ C4は、入力電流Ｉ Iの約半分の電流値となる。 そしてこのＮＰＮ
トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉ C4は、ＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６により誤差が補正され、出力端子２から入力電流Ｉ Iの１／２の出力電流を吸い込むことができる。 そして、この実施例においては、抵抗Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３が設けられているので、ＮＰＮトランジスタＱ
４のアーリー効果が抑制され、このため電流をより精度よく２：１に設定することができる。
【００１２】次に、図３に本発明の第２実施例の回路構成を示す。 図３において、Ｑ11〜Ｑ16はＰＮＰトランジスタ、Ｒ11〜Ｒ13は抵抗、ｌ′，ｍ′，ｎ′はＰＮＰトランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ14のエリア・ファクター、11
は入力端子、12は出力端子である。 この実施例は、図２
に示した第１実施例の回路構成の極性を逆にし、ＮＰＮ
型及びＰＮＰ型のトランジスタを入れ替えて構成したものであり、第１実施例と逆極性における同様な効果を得ることができる。
【００１３】
【発明の効果】以上実施例に基づいて説明したように、
本発明によれば、入出力電流比を高精度に２：１に設定することの可能なカレントミラー回路を実現することができる。
【図１】本発明に係るカレントミラー回路を説明するための概念図である。
【図２】本発明の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３】本発明の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４】従来のカレントミラー回路の構成例を示す回路構成図である。
【図５】従来のウィルソン型カレントミラー回路を示す回路構成図である。
Ｑ１〜Ｑ６ ＮＰＮトランジスタ Ｑ11〜Ｑ16 ＰＮＰトランジスタ １，11 入力端子 ２，12 出力端子 ４ ウィルソン型カレントミラー回路
| 标题 | 发布/更新时间 | 阅读量 |
|---|---|---|
| 一种双向电流检测电路 | 2020-06-18 | 2 |
| 一种输出过压保护电路 | 2020-06-25 | 0 |
| 输出电压大摆幅的高精度高速度电流驱动电路 | 2020-10-15 | 1 |
| 5G毫米波的唤醒接收机的动态调节超可再生接收机 | 2020-05-30 | 0 |
| 一种降压型开关电源转换器电路 | 2020-07-01 | 1 |
| 一种宽带放大电路 | 2020-08-31 | 2 |
| Organic EL driver circuit and organic EL display device | 2021-05-14 | 1 |
| Current-mirrored crystal-oscillator circuit without feedback to reduce power consumption | 2022-01-03 | 1 |
| Sensor of the instant power dissipated in a power transistor | 2022-11-09 | 0 |
| Drive circuit of ink jet recording head | 2023-02-14 | 2 |
高效检索全球专利专利汇是专利免费检索,专利查询,专利分析-国家发明专利查询检索分析平台，是提供专利分析，专利查询，专利检索等数据服务功能的知识产权数据服务商。
我们的产品包含105个国家的1.26亿组数据，免费查、免费专利分析。
专利汇分析报告产品可以对行业情报数据进行梳理分析，涉及维度包括行业专利基本状况分析、地域分析、技术分析、发明人分析、申请人分析、专利权人分析、失效分析、核心专利分析、法律分析、研发重点分析、企业专利处境分析、技术处境分析、专利寿命分析、企业定位分析、引证分析等超过60个分析角度，系统通过AI智能系统对图表进行解读，只需1分钟，一键生成行业专利分析报告。
