技术领域
[0001] 本
发明涉及LED驱动领域，尤其涉及一种输出过压保护电路。
背景技术
[0002] LED驱动芯片通常需要集成输出过压保护功能以防止异常情况下
输出电压过高损坏系统。当LED驱动电路的输出端开路或者异常过压时，LED驱动芯片必须触发输出过压保护功能关断输出功率管以控制输出电压的进一步上升，否则会使输出电压失控持续升高，超出器件的极限耐压造成系统损坏。
[0003] 随着LED应用的普及和成本的降低，LED驱动应用的环境也越来越复杂恶劣，因此面对各种极端情况时必然要求芯片的保护功能能够在不影响正常应用前提下可靠及时地触发，从而有效保护电路。目前，常见的过压保护方案有以下两种：
[0004] 第一种如图1所示，通过
电阻R1、R2分压
采样退磁阶段电感两端电压fb并与芯片(虚框所示)内部的参考电压vref比较，当采样到的电压大于芯片内参考电压时触发过压保护OVP并关断输出功率管M0。该方案的主要缺点在于：在极限应用中电感的退磁时间有可能短至小于芯片内部为防止干扰而设置的屏蔽时间leboff，从而导致过压保护失效；或者由于噪声的影响导致R1、R2的采样电压fb出现扰动而误触发过压保护导致灯闪。
[0005] 第二种如图2所示，通过芯片(虚框所示)外部管脚Rovp接电阻R1以设置芯片内部的最小退磁时间作为过压
阈值。随着输出电压逐渐升高，电感的退磁时间也逐渐减小，当输出过压时电感退磁时间小于R1设定的最小退磁时间时，触发过压保护并关断输出功率管M0。其中，图2中swon
信号为功率管的
开关信号，uvlob为
电源电压的欠压
锁定信号，leboffb为防止干扰的屏蔽时间，tdfin为电感退磁结束的检测信号，ovp为过压保护信号。
[0006] 如图3所示，在swon＝1功率管导通期间，MOS管M1将电容Cramp的上极板拉低，固定
电流源Iovp流经芯片外的电阻Rovp在比较器comp负相输入端产生固定电压，此时比较器comp输出tdmin＝0，D触发器保持初始值输出ovp＝0。在swon＝0功率管关断期间，电感开始退磁，Cramp在电流源Iramp的充电下线性上升，当ramp上升至Rovp电压时，比较器comp输出tdmin＝1，此时如果已经检测到退磁信号tdfin＝1，则D触发器输出OVP＝1触发输出过压保护并锁定。为防止tdfin误检测，在功率管关断后设置屏蔽时间leboffb，在此期间内触发的tdfin＝1无效，不会触发OVP，触发OVP后只有当芯片下电uvlob＝0，复位OVP。
[0007] 此方案的主要缺点在于：当输入电压较低，励磁不够时有可能导致退磁时间很短误触发过压保护，甚至引起灯闪；或者极限条件下系统实际退磁时间小于芯片为防止干扰而设置的内部屏蔽时间leboffb，则过压保护失效。
[0008] 综上所述，以上两种方案都存在过压保护的不可靠性，不是误触发过压保护就是过压保护失效。
发明内容
[0009] 针对上述
现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种输出过压保护电路，以可靠准确地触发输出过压保护功能，从而有效避免过压保护的误触发和失效。
[0010] 为了实现上述目的，本发明提供一种输出过压保护电路，该保护电路包括：
[0011] 输出电压采集模
块，其第一输入端与正电压输出端连接，第二输入端与负电压输出端连接，第三输入端接地；
[0012] 电阻R0，其一端接地并接所述输出电压采集模块的第三输入端，另一端接所述输出电压采集模块的输出端；
[0013]
运算放大器，其正输入端接电阻R0的一端；
[0014] MOS管M1，其栅极接所述
运算放大器的输出端，源极接所述运算放大器的负输入端；
[0015] 电阻R1，其一端接所述MOS管M1的源极，另一端接所述电阻R0的另一端；
[0016]
电流镜模块，其输入端接所述MOS管M1的漏极；
[0017] 电阻R2，其一端接所述电流镜模块的输出端，另一端接地；以及[0018] 比较器，其正输入端接所述电流镜模块的输出端，负输入端接一基准电压端，输出端接一过压信号端。
[0019] 进一步地，所述输出电压采集模块包括：
[0020] 电感L0，其一端接所述负电压输出端；
[0021] 电阻R4，其一端接所述负电压输出端，另一端接所述电阻R0的另一端；以及[0022]
二极管D5，其
阳极接所述电感L0的另一端，
阴极接电阻R0的一端以及所述正电压输出端。
[0023] 进一步地，所述输出电压采集模块包括：
[0024] 电阻R4，其一端接所述负电压输出端；
[0025] 电阻R5，其一端接所述电阻R4的另一端，另一端接所述电阻R0的另一端；
[0026] 二极管D5，其阳极接所述负电压输出端，阴极接电阻R0的一端；
[0027] 电容C3，其上极板接电阻R0的一端，下极板接电阻R4和电阻R5的连接点；以及[0028] 电感L0，其一端接电容C3的上极板，另一端接所述正电压输出端。
[0029] 进一步地，所述电流镜模块包括：
[0030] MOS管M2，其源极接电源端，漏极接所述MOS管M1的漏极；以及
[0031] MOS管M3，其栅极接所述MOS管M2的栅极和漏极，源极接电源端，漏极接所述比较器的正输入端。
[0032] 进一步地，所述电阻R0、运算放大器、MOS管M1、电阻R1、电流镜模块、电阻R2和比较器集成在一LED驱动芯片中。
[0033] 通过采用上述技术方案，本发明相对现有技术具有如下有益效果：
[0034] 本发明本质上是直接采样输出电压，不受LED驱动电路实际工作状态的影响，只要工作过程中输出电压达到过压阈值则必然会触发过压保护，因此与传统过压保护方案相比更为可靠。
附图说明
[0035] 图1为现有技术输出过压保护电路的一个实例的电路原理图；
[0036] 图2为现有技术输出过压保护电路的另一个实例的电路原理图；
[0038] 图4为本发明输出过压保护电路的一个
实施例的电路原理图；
[0039] 图5为图4中关键节点的波形图；
[0040] 图6为本发明输出过压保护电路的另一个实施例的电路原理图；
[0041] 图7为图6中关键节点的波形图。
具体实施方式
[0042] 本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解。
[0043] 图4示出了本发明输出过压保护电路的第一个实施例，在本实施例中，该保护电路包括连接在LED驱动电路中的LED驱动芯片1和输出电压采集模块2。其中，LED驱动芯片1包括：电阻R0，其一端接芯片的接地管脚gnd(简称芯片地)，另一端接芯片1的Rovp管脚；运算放大器amp，其正输入端接电阻R0的一端；MOS管M1，其栅极接运算放大器amp的输出端，源极接运算放大器amp的负输入端；电阻R1，其一端接MOS管M1的源极，另一端接电阻R0的另一端；电流镜模块，其输入端接MOS管M1的漏极；电阻R2，其一端接电流镜模块的输出端，另一端接地；比较器comp，其正输入端接电流镜模块的输出端，负输入端接一基准电压端以接收一参考电压vref，输出端接一过压信号端以输出一过压信号OVP。其中，电流镜模块包括：MOS管M2，其源极接电源端vdda，漏极作为电流镜模块的输入端接MOS管M1的漏极；MOS管M3，其栅极接MOS管M2的栅极和漏极，源极接电源端vdda，漏极作为电流镜模块的输出端接比较器comp的正输入端。
[0044] 在本实施例中，输出电压采集模块2包括：电感L0，其一端作为输出电压采集模块的第二输入端接负电压输出端LED-；电阻R4，其一端接负电压输出端LED-，另一端作为输出电压采集模块的输出端接芯片的Rovp管脚；二极管D5，其阳极接电感L0的另一端，阴极作为输出电压采集模块的第三输入端接芯片地；此外，芯片地还与正电压输出端LED+连接，即输出电压采集模块的第一输入端(接LED+的一端)与其第三输入端连接在一起。
[0045] 本实施例的工作原理如下：
[0046] 在LED驱动芯片内，通过对Rovp管脚
抽取电流，使该电流流过电阻R0，在Rovp管脚处产生相对于芯片地的
负压Vrovp。该负压通过运算放大器amp、MOS管M1和电阻R1产生电流Vrovp/R1。MOS管M2和M3将该电流镜像后流过电阻R2，则电阻R2上的压降为Vrovp*R2/R1。当Vrovp*R2/R1大于芯片内部的参考电压vref时，比较器comp
输出信号OVP翻转为高电平，触发过压保护。此时，使OVP触发的Rovp管脚抽电流(即触发OVP的阈值电流)记为Iovp。
[0047] 在本实施例中，电阻R4的一端接LED-，另一端接芯片的Rovp管脚，则LED+到LED-之间的输出电压直接加在芯片内部电阻R0和外部电阻R4上。如图5所示，当输出电压逐渐升高，直至流过电阻R0的电流Vout/(R0+R4)大于Iovp，即输出电压Vout大于(R0+R4)*Iovp时，触发过压保护，此时关断功率管M0，输出电压开始下降。可见，本方案可以对LED驱动电路的输出电压进行实时监测，即一旦输出电压过高立即能触发过压保护，与LED驱动电路的实际工作状态无关。再次参阅图4可知，本实施例为了实现对输出电压的实时监测，将电感L0设置于
续流二极管D5的阳极与LED-极之间，这样使得输出负载与芯片地处的开关节点直接相连，导致LED负载随开关高频振荡，当负载对外有寄生电容时就会一定程度干扰外部设备。因此，本发明针对干扰比较敏感的场合，提供了如图6所示的第二个实施例。
[0048] 在图6的实施例中，输出电压采集模块2包括：电阻R4，其一端作为输出电压采集模块的第二输入端接负电压输出端LED-；电阻R5，其一端接电阻R4的另一端，另一端作为输出电压采集模块的输出端接芯片的Rovp管脚；二极管D5，其阳极接负电压输出端LED-，阴极作为输出电压采集模块的第三输入端接芯片地；电容C3，其上极板接芯片地，下极板接电阻R4和R5之间；电感L0，其一端接芯片地，另一端作为输出电压采集模块的第一输入端接正电压输出端LED+。
[0049] 在本实施例中，将电感L0移动到LED+与芯片地之间，从而使得输出负载与芯片地处的开关节点不直接相连，避免了负载随开关节点的高频振荡，减小对
外围设备的干扰。
[0050] 由于相较于第一个实施例，电感L0处在芯片地与LED+之间，所以从芯片地到LED-的瞬态电压并不是LED+到LED-之间的输出电压，而是随功率管M0通断的脉动信号。当功率管M0导通时，芯片地到LED-的电压为负向输入电压-VIN，当功率管M0关断时，由于电感退磁，续流二极管D5导通，芯片地到LED-的电压为续流二极管D5的压降-Vd，近似为0。
[0051] 电感L0作为储能元件通直流阻交流，在L0上几乎没有
能量损耗，对于直流而言芯片地到LED-的电压就等于LED+到LED-之间的电压。因此通过增加由电容C3、电阻R4、电阻R5组成的滤波电路将芯片地与LED-之间的脉动电压信号产生的流过芯片内电阻R0的脉动电流滤成小纹波的近似直流电流进入芯片的Rovp管脚。当输出电压升高时，功率管MO的开关占空比变大，芯片地与LED-之间脉动信号的平均值也负向变大，因此流过芯片内电阻R0的电流的平均值Vout/(R0+R4+R5)也增大。当该电流大于Iovp，即LED+与LED-之间的输出电压Vout大于Iovp*(R0+R4+R5)时，触发OVP。
[0052] 图7为第二个实施例关键节点的工作波形图，由图可知，流过外围电阻R4的电流随着LED-到芯片地的脉动负压信号跳变。由于C3的滤波作用使得流过芯片内部电阻R0的瞬态电流相比于流过R4的脉动电流衰减，呈现小纹波近似直流的效果。随着输出电压上升，功率管开关的占空比越来越大，关断时间越来越短，流过R0的电流平均值逐渐变大，当其达到过压保护电流阈值Iovp时，触发OVP信号，关断功率管，输出电压开始下降。本实施例相对于第一个实施例能够避免干扰问题。
[0053] 以上所述的，仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
