具有双向能量流动的单级开关功率放大器
阅读：952发布：2024-02-16
专利汇可以提供具有双向能量流动的单级开关功率放大器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种 开关 放大器 ，实现了双向 能量 流动且将开关和功率放大合为一级以增强系统效率。放大器的调制 电路 接收和调制输入 信号 ，产生和输出被调制的驱动信号（被功率驱动电路使用以产生信号从而驱动放大器的放大器电路的开关 变压器 ） 控制信号 （被用于控制输出产生电路，通过使得流过负载的 电流 有一个对地路径，从而允许负载两端的电感相独立）。放大器电路包括开关变压器和电路，它们被配置以捕获从负载返回的能量，且能通过放大器的能量回馈电路使被捕获的能量流回放大器的电源电路。，下面是具有双向能量流动的单级开关功率放大器专利的具体信息内容。
1.开关功率放大器，其将信号放大和开关组合为单一级并实现双向能量流动，放大器包括：
电源电路，包括至少一个电源和一个电容，电源电路被配置以供给电源并且储存循环回流能量；
调制器电路，被配置以接受输入信号，调制接受的输入信号，输出包括一组或者多组被调制的开关驱动信号的开关驱动信号，输出一或多个控制信号的控制信号组；
电源驱动电路，被配置以接受来自电源电路的功率，接受若干开关驱动信号，并产生一组包括至少一个被调制的开关变压器驱动信号的开关变压器驱动信号；
放大器电路，包括第一和第二放大器子电路，每个放大器子电路包括：
一具有初级线圈和次级线圈的开关变压器，初级线圈耦合到功率驱动电路并且接受两组开关变压器驱动信号，两个被接收到的信号中至少一个是被调制的开关变压器驱动信号，次级线圈产生放大的开关调制信号；
以及耦合到次级线圈并被配置以全波方式整流被放大的开关调制信号以在放大器子电路的输出节点产生整流放大的调制信号的次级线圈电路，该电路获取从负载通过输出节点返回的能量；
能量回馈电路，耦合到电源电路，耦合到第一和第二放大器子电路的各自的次级线圈电路，被配置以输送在次级线圈电路被获取的返回能量到电源电路以储存和循环；
输出发生电路，耦合到具有两端子的负载，耦合到第一和第二放大器子电路的两各自的输出节点，接受由调制器电路输出控制信号组，并被配置以在控制信号组的控制下，在各自的输出节点解调出被整流放大的调制信号以在负载的两端产生一被放大的差分输出信号，以便来自两个输出节点中任何一个的电流穿过负载流向地面。
2.如权利要求1的开关功率放大器，进一步地包括：一尖峰钳位电路，耦合到辅助电源和第一和第二放大器子电路的两个各自的输出节点，被配置在两个输出节点钳住电压尖峰，储存吸收能量，经由辅助电源再循环被储存吸收的能量。
3.如权利要求1的开关功率放大器，其中调制器电路被配置以输出若干具有等于50%占空比的脉冲序列的波形的开关驱动信号，一个或者多个被调制的开关驱动信号组的相移调制基于与输入信号振幅相关的输入信号的被采样的正负信号电平；
其中调制器电路被配置以输出包括两个控制信号的控制信号组，这两个控制信号具有与在第一和第二放大器子电路的两个输出节点处信号波形相应的波形。
4.如权利要求3的开关功率放大器，其中第一和第二放大器子电路的每个次级线圈包括具有上部副线圈和下部副线圈的多段线圈；其中对于每个第一和第二次级线圈线路以及被耦合的次级线圈，次级线圈包括具有上部副线圈和下部副线圈的多段线圈，次级线圈线路包括一个耦合到上部副线圈的下部端子的第一二极管和耦合到下部副线圈上部端子的第二二极管，第一和第二二极管均反向偏置，且进一步的包括耦合到上部副线圈的上部端子和下部副线圈的下部端子的输出节点。
5.如权利要求4的开关功率放大器，其中能量回馈电路包括第一和第二能量回馈子电路，各自耦合到第一和第二放大器子电路的次级线圈电路；其中对于第一和第二能量回馈子电路的每个电路，能量回馈子电路包括一个变压器，变压器具有：经由上部副线圈的下部端子和下部副线圈的上部端子耦合到相应的次级线圈线路的初级线圈；次级线圈具有一个上部端子，一个下部端子，和一个耦合到地的中心抽头，分别于上部和下部端子相耦合的上部和下部二极管均正向偏压且耦合到电源电路。
6.如权利要求3的开关功率放大器，其中，输出发生电路包括：第一和第二低通滤波器，分别耦合到第一和第二放大器子电路的两个输出节点以及分别耦合到负载的两个端子，第一和第二低通滤波器每个具有至少一个电感和至少一个电容，第一低通滤波器的至少一个电感器和第二低通滤波器的至少一个电感器为单独的电感器且没有或者非常松散的相互磁耦合；第一和第二开关分别耦合到第一和第二低通滤波器，并分别由调制电路给出的控制信号组的第一和第二控制信号来驱动，从而第一和第二开关被交替的接通和断开且仅仅第一和第二开关中的一个在某一个时间被接通。
7.如权利要求6的开关功率放大器，其中变高和变低的第一和第二控制信号的波形，分别跟踪和追随第二和第一放大器子电路的输出节点上的信号波形。
8.如权利要求1的开关功率放大器，进一步包括：谐振网络电路；其中放大器电路经由谐振网络电路耦合到功率驱动器电路，谐振网络电路被配置以在与谐振网络电路连接的功率驱动电路的开关节点处近乎零电流时获得软开关。
9.如权利要求2的开关功率放大器，其中调制电路接受来自辅助电源的功率。
10.电路包括：
第一和第二开关变压器，每个均包括一个初级线圈和一个次级线圈；
一个具有初级地的初级侧电路，初级侧电路包括：
一个包括至少一个电源和至少一个电容的电源电路，电源电路被配置以供给电源和储存以及再循环反馈的能量；
一个功率驱动电路被配置从电源电路接收功率，从调制电路接收包括一组或多组被调制的开关驱动信号的若干开关驱动信号，产生一组包括至少一个被调制的开关变压器驱动信号的开关变压器驱动信号，其中每个第一和第二开关变压器的初级线圈被耦合到功率驱动电路且接受两组开关变压器驱动信号，这两组接收的信号中至少一个为被调制的开关变压器驱动信号；
一个能量回馈电路，耦合到电源电路，耦合到次级侧电路的第一和第二次级线圈线路，被配置以让在次级线圈线路被捕获的回馈能量回到电源电路以储存和再循环；
一个具有次级地的次级侧电路，次级侧电路包括：
调制器电路，被配置以接收输入信号，调制接收到的输入信号，输出若干开关驱动信号，包括一或多个被调制的开关驱动信号组，输出一或多个控制信号的控制信号组；
第一和第二次级线圈线路，分别耦合到第一和第二开关变压器的次级线圈，第一和第二次级线圈线路的每一个耦合到能量回馈电路且接收被放大的由次级线圈产生的开关调制信号，且被配置以便全波整流被放大的开关调制信号，从而在一个输出节点产生被整流放大的调制信号，且被配置以捕捉经由输出节点从负载返回的能量；
输出发生电路，耦合到具有两个端子的负载，分别耦合到第一和第二次级线圈线路的两个输出节点，接收调制器电路输出的控制信号组，被设置以便在控制信号组的控制下，在各自的输出节点处解调出被整流放大的调制信号以在负载两端产生放大的差分输出信号，以便两个输出节点的任意一个的电流经过负载流回次级地。
11.如权利要求10的电路，其中次级侧电路进一步包括：
尖峰钳位电路，耦合到辅助电源和第一第二次级线圈线路的两个各自的输出节点，被配置以在两输出节点钳住电压尖峰，储存被吸收的能量，通过辅助电源再利用被储存吸收的能量。
12.如权利要求10的电路，其中调制器电路被配置以输出若干开关驱动信号，每个具有等于50%占空比的脉冲序列波形，一或多个调制的开关驱动信号组的相移调制基于与输入信号的振幅相关的输入信号的被取样的正负信号电平；
其中调制器电路被配置以输出包括两个控制信号的控制信号组，这两个控制信号各自具有与第一和第二次级线圈线路的两个输出节点处的信号波形相对应的波形。
13.如权利要求12的电路，其中第一和第二开关变压器的每个的次级线圈包括具有一个上部副线圈和一个下部副线圈的多段线圈；
其中对于次级线圈被耦合的第一和第二次级线圈电路中的每一个，次级线圈线路包括耦合到上部副线圈的下部端子的第一二极管和耦合到下部副线圈的上部端子的第二二极管，第一和第二二极管反向，且进一步包括耦合到上部副线圈的上部端子和下部副线圈的下部端子的输出节点。
14.如权利要求13的电路，其中能量回馈电路包括第一和第二能量回馈子电路，分别耦合到第一和第二次级线圈电路；
其中对于第一和第二能量回馈子电路的每一个，能量回馈子电路包括一个变压器，该变压器包括：
一个经由上部副线圈的下部端子和下部副线圈的上部端子耦合到相应的次级线圈电路的初级线圈；
一个次级线圈，具有一个上部端子，一个下部端子，和一个耦合到初级地的中心抽头，上部和下部端子分别耦合到上部和下部二极管，两二极管正向偏置且耦合到电源电路。
15.如权利要求12的电路，其中输出生成电路包括：
第一和第二低通滤波器，分别耦合到第一和第二次级线圈电路的两个输出节点，分别耦合到负载的两个端子，第一和第二低通滤波器每个具有至少一个电感和至少一个电容，第一低通滤波器的至少一个电感和第二低通滤波器的至少一个电感是独立的电感且彼此之间没有或者有松散的磁耦合；
第一和第二开关，分别耦合到第一和第二低通滤波器，分别由调制器电路提供的控制信号组的第一和第二控制信号驱动，以便第一和第二开关是交替的接通和断开，且第一和第二开关仅有一个在同一时间是接通的。
16.如权利要求15的电路，其中变高和变低的第一和第二控制信号的波形，分别跟踪和追随第二和第一次级线圈线路输出节点上的信号波形。
17.如权利要求10的电路，其中初级侧电路进一步包括：
一个谐振网络电路；
其中第一和第二开关变压器的初级线圈均通过谐振网络电路耦合到功率驱动电路，谐振网络电路被配置以在被谐振网络电路耦合的功率驱动电路的开关节点处近似零电流时获得软开关。
18.如权利要求11的电路，其中调制器电路接收来自辅助电源的功率。
具有双向能量流动的单级开关功率放大器
相关申请的交叉引用
[0001] 本申请要求基于美国法典第35篇第119条(e)(35U.S.C119(e))，于2012年12月1日递交的临时专利申请NO61/732，324的权利，其全部披露的内容在此被引用。
背景
1.技术领域
背景
1.技术领域
[0003] 传统的开关功率放大器，像D类功率放大器，在产生连接到功率放大器输出端的负载上的输出信号之前(该输出信号是输入信号的原样复制放大)，通常经过至少两
级----也就是说，产生所需电源的第一级(此后我们称之为“电源供应级”)以及运用产生的具有一个或多个开关架构的电源去放大输入信号(此后我们称之为“功率放大级”)在每一级，这种两级或者多级功率放大器都会引起功率损耗，导致系统效率的降低。因此，对开关功率放大器来说，减少级数是提高系统效率的一种方法。
级----也就是说，产生所需电源的第一级(此后我们称之为“电源供应级”)以及运用产生的具有一个或多个开关架构的电源去放大输入信号(此后我们称之为“功率放大级”)在每一级，这种两级或者多级功率放大器都会引起功率损耗，导致系统效率的降低。因此，对开关功率放大器来说，减少级数是提高系统效率的一种方法。
[0004] 为了提高开关功率放大器效率，业界已经做出努力将第一级“电源供应级”和第二级“功率放大级”组合成单一级以传递被放大的输出信号。特别地，授予陈(Chen)的申请号为NO.2011/0299309的已经公开的美国专利(此后我们称之为“309申请”)公开了一种开关功率放大器(此后我们称之为“309放大器”)，它把“电源供应级”和“功率放大级”组合成单一级来增加系统效率。然而，“309放大器”有很多 设计缺陷，主要是由于它没有很好地解决把“电源供应级”和“功率放大级”组合成单一级所产生的各种新的问题。
[0005] 如图1A(309功率放大器的电路原理图)所示，一个设计缺陷是“309功率放大器”需要一对高度磁耦合的电感L5和L10(一对低通滤波器的相应部分)跨接负载150，其耦合系数要高于0.99，这样放大器才能较好的工作。图1B和1C说明了所需高度耦合的电感对
的例子。
的例子。
[0006] 更加具体地，二极管D131和D134，这两个二极管(在次级线圈上)通过节点A连接到电感L5，都偏置在和电感L5相反的方向。因此，当场效应管开关M1(它也连在节点A)关断时，二极管D131和D134阻断电感L5中的电流。正如本领域技术人员看到的那样，如
果电感中的电流被阻断，就会在电感的阻断端引起高电压尖峰脉冲，除非此电感和另一电感有紧密磁耦合从而在另一电感的磁耦合端产生负电压形成一个电流流动环路。
果电感中的电流被阻断，就会在电感的阻断端引起高电压尖峰脉冲，除非此电感和另一电感有紧密磁耦合从而在另一电感的磁耦合端产生负电压形成一个电流流动环路。
[0007] 这样，当电感L5中的电流被二极管D131和D134的反向偏置所阻断时，在节点A就会发生高电压尖峰脉冲(这可能损坏开关M1)，除非电感L5和L10有紧密磁耦合从而在
节点B上产生负脉冲(参见图1B和1C)，通过场效应管开关M2的体二极管形成电流环路。
更进一步地，电感L5和L10之间的耦合系数必须高于0.99，否则耦合无法即时引起节点B
的电压变为负电压，此负电压是形成所需电流环路所必需的。同一情形也适用于电感L10。
因此，电感L5和L10之间没有0.99或者更好耦合系数的紧密磁耦合，“309放大器”根本就不能工作。
节点B上产生负脉冲(参见图1B和1C)，通过场效应管开关M2的体二极管形成电流环路。
更进一步地，电感L5和L10之间的耦合系数必须高于0.99，否则耦合无法即时引起节点B
的电压变为负电压，此负电压是形成所需电流环路所必需的。同一情形也适用于电感L10。
因此，电感L5和L10之间没有0.99或者更好耦合系数的紧密磁耦合，“309放大器”根本就不能工作。
[0008] 正如本领域技术人员知道的那样，虽然在实验室环境中有可能制造出耦合系数为0.99或者更高的紧密磁耦合的电感L5和L10，实际上在大量生产时实现电感间如此紧密的磁耦合是不可能的。即使在大 量生产中能够实现如此极高水平的耦合，此耦合会不可避免地引起高频纹波电流----纹波的峰值电流能够去到100安培这么高----并流过L5和
L10。该高频纹波电流会引起电感磁芯损耗，按当今的技术，如果不是没有的话，也是非常少的磁性材料(考虑所有电感的制造材料)能够承受如此严峻的高频纹波电流。
L10。该高频纹波电流会引起电感磁芯损耗，按当今的技术，如果不是没有的话，也是非常少的磁性材料(考虑所有电感的制造材料)能够承受如此严峻的高频纹波电流。
[0009] 除此之外，如果产生了纹波电流，它也会流经电容C1和C2(它们连接到L5和L10，分别作为低通滤波器对的主要部分)。然而按今天的技术，实际上不可能找到能够处理这种量级纹波电流的电容。而且，紧密耦合的电感L5和L10也会有漏感存在，从而在“309放大器”的节点A和B都会引起很高幅度的电压尖峰脉冲。这种电压尖峰，即使有钳位电路控制，也会导致大量能量浪费，结果降低系统效率。因此，对“309放大器”来说，需要一个高度磁耦合电感对(L5和L10)是一个设计缺陷。
[0010] “309功率放大器”的第二个设计缺陷是它只能驱动阻性负载，不能驱动纯感性负载。尤其是，按照这种设计，“309放大器”不提供感性负载释放(返回)的多余能量的储存和返回通路。结果是，“309功率放大器”无法驱动纯感性负载，例如马达。这个局限严重地限制了“309放大器”的使用，因此这也是一个设计缺陷。
[0011] “309功率放大器”的第三个设计缺陷是与场效应管开关M1和M2相关的结构不能可靠地确保在任何时刻M1和M2当中仅有一个导通，而不是两个同时导通。更具体地说，上端次级线圈产生的信号用作驱动信号通过二极管D142和D143驱动开关M1时，这两个二极管相对M1都处于反向偏置状态。正如本领域技术人员知道的那样，由于D142和D143的反
向偏置引起的在M1驱动栅极累积的过量电荷，M1根本无法在M2开启之前或开启之时可靠
地关断，这会导致这两个开关同时导通额外的一 段时间。这种状况会引起两个开关变压器的次级线圈短路，致使“309放大器”不能工作。同样的情形也发生在开关M2上。因此，对“309放大器”来说，和开关M1及M2相关的现有结构是另外一个设计缺陷。
向偏置引起的在M1驱动栅极累积的过量电荷，M1根本无法在M2开启之前或开启之时可靠
地关断，这会导致这两个开关同时导通额外的一 段时间。这种状况会引起两个开关变压器的次级线圈短路，致使“309放大器”不能工作。同样的情形也发生在开关M2上。因此，对“309放大器”来说，和开关M1及M2相关的现有结构是另外一个设计缺陷。
[0012] “309放大器”的上述设计缺陷主要是由于它没有解决把上述电源供应级和功率放大级组合成单一级所产生的问题。这些问题通常并不适于传统的两级开关功率放大器。
[0013] 如图1D(传统的D类开关功率放大器)所示，，功率放大级位于一个或多个提供所需电源的变压器次级。典型地，功率放大电路包括一组4个开关，S101-S404，它们和位于负载150两端的两个低通滤波器相连。众所周知，每一个开关内部源极和漏极之间有一个体二极管。此外，次级侧的两个滤波器电容C101和C102(电源供应级的主要部分)连接到开关S101-S104中的每一个以及电源的正负极(比如开关变压器的次级线圈)。
[0014] 特别地，电感对L101和L102在某种程度上和“309放大器”的一对电感L5和L10相对应，因为这两对电感都和位于负载150两边的一对低通滤波器相关。此外，开关S102和S104在某种程度上和“309放大器”的开关M1和M2相对应，因为这两对开关都和它们各自位于负载150两边的一对低通滤波器相连接。
[0015] 首先，和“309放大器”的第一个设计缺陷相关的情形类似--也就是S102关断的情形，电感L101中的电流被开关S101阻断----开关S101的体二极管D101导通。结果是，电感L101的电流流经体二极管D101向滤波电容C101和C102充电。正如本领域技术
人员知道的那样，滤波电容C101和C102像能量储存器一样工作。当电感电流持续流过功
率开关S101的体二极管时，电流就一直给滤波电容C101和C102充电。只要电容有足够的
容量，多余的能量就能储存在其中，这就使电感电流 得以继续流动。这不同于前述“309放大器”的情形，“309放大器”中的电感电流会停止流动并在节点A引起很大的尖峰电压，除非电感L5和L10紧密磁耦合。因此，不像“309放大器”，传统的开关放大器100在类似的情形中不需要负载150两端的电感紧密磁耦合。
人员知道的那样，滤波电容C101和C102像能量储存器一样工作。当电感电流持续流过功
率开关S101的体二极管时，电流就一直给滤波电容C101和C102充电。只要电容有足够的
容量，多余的能量就能储存在其中，这就使电感电流 得以继续流动。这不同于前述“309放大器”的情形，“309放大器”中的电感电流会停止流动并在节点A引起很大的尖峰电压，除非电感L5和L10紧密磁耦合。因此，不像“309放大器”，传统的开关放大器100在类似的情形中不需要负载150两端的电感紧密磁耦合。
[0016] 其次，和“309放大器”的第二个设计缺陷相关的情形类似----也就是从纯电感负载返回有相当大能量的情形----像之前提到的，传统放大器100的电容C101和C102为从纯感性负载返回的多余能量提供储存以及电流环路。因此，不像“309放大器”，传统开关放大器100没有处理纯电感负载的问题。
[0017] 考察单级“309放大器”和传统两级开关放大器100在处理类似情形的差异可知，这些差异大多是因为把两级合并成一级而造成的，这对于本领域的技术人员应该很明显。当电源供应级和功率放大级合并成一级时，电容C101和C102----如图1D所示是电源供应
级的元件----它们可能在新合并的单一级中没有像在传统开关放大器中那样被用到。这
主要是因为一个或者多个开关变压器次级侧开关的设置和可用性随着级的合并发生了改
变。结果一些新问题不可避免地会发生----例如一个开关被关闭时没有准备高频电感电
流的通路；纯感性负载返回能量时没有准备储存器以及电流环路；开关间的时序也没有太多的灵活性。至于“309放大器”的设计，这些新问题根本没有充分地解决，这样便导致了前述的设计缺陷。
级的元件----它们可能在新合并的单一级中没有像在传统开关放大器中那样被用到。这
主要是因为一个或者多个开关变压器次级侧开关的设置和可用性随着级的合并发生了改
变。结果一些新问题不可避免地会发生----例如一个开关被关闭时没有准备高频电感电
流的通路；纯感性负载返回能量时没有准备储存器以及电流环路；开关间的时序也没有太多的灵活性。至于“309放大器”的设计，这些新问题根本没有充分地解决，这样便导致了前述的设计缺陷。
[0018] 因此，在实现单级开关放大器来提高系统效率时，就需要一个全新的不同于“309放大器”的设计，以便彻底解决因两级合并成一级产生的新问题，同时获得合并级所带来的系统效率优势。概要
[0019] 一方面，本发明提供了一种以这样一种方式设计的单级开 关功率放大器：放大器在位于负载两边的一对低通滤波器上能够使用一对非耦合电感，而不是必须要用一对紧密磁耦合电感。
[0020] 另一方面，本发明提供了一种包含反馈能量获取的放大器电路和能量回馈电路的单级开关功率放大器，这两个电路给从负载返回的多余能量提供了一个返回到被公开的放大器初级侧的路径，由此实现在其中的双向能量流动。
[0021] 还有另外的方面，本发明提供了一种包含一个尖峰钳位电路的单级开关功率放大器，该钳位电路钳住了与负载两端的一对低通滤波器分别耦合的一对输出节点上的电压尖峰，这对输出节点提供一个放大的差分输出信号。该钳位电路还储存被吸收的能量，传递存储的能量到电源或者一个或更多的相关电路，比如辅助电源，以此进一步提高系统效率。
[0022] 以上的概要蕴含了简化，一般化以及对细节的忽略，没有打算对声称的主题事项作全面的描述，而更多地是意在提供一个与此相关的某些功能的简要概览。本领域技术人员一旦查看了随后的图示和详细的书面描述，所声称的主题事项的其它系统、方式、功能、特性以及优点会是或者将变得显而易见。附图的简要描述
[0023] 阐明实施例的描述可以和与之一起的图示结合阅读。我们知道为说明的简单和清晰起见，在图示中插置的元件不必要按比例绘制。比如，某些元件的尺寸相对其它的元件被夸大了。结合本发明方法的具体方案按照这里给出的图示给予展示和说明，其中有：
[0024] 图1A-C是“309单级开关放大器”的可应用的电路原理图和图示，用于说明其中的设计缺陷；
[0025] 图1D是传统D类两级开关变压器的简化电路原理图，用于 说明“309放大器”设计缺陷的起因。
[0026] 图2是按照本发明的一个或者多个实施例，构成的一个典型的单级开关放大器的功能图。
[0027] 图3是一个简化的电路原理图，用于说明按照本发明的一个或者多个实施例构成的一个典型的单级开关放大器。
[0028] 图4A-B是简化的电路原理图，用于说明两种全波整流器的区别，其中一种电源供应级的全波整流器用在传统D类两级开关功率放大器(“309放大器”中也有类似的)；另一种获取反馈能量的放大器子电路的全波整流器被用在根据本发明的一个或多个实施例
被公开的开关功率放大器200上。
被公开的开关功率放大器200上。
[0029] 图5是一个简化的电路原理图，用于说明一个根据本发明的一个或多个实施例被公开的开关变换器200的调制电路的典型实现。
[0030] 图6A-6C说明了根据本发明的一个或多个实施例被公开的开关变换器200中信号放大操作的不同的点上产生的相关信号的典型波形。
[0031] 图7说明了功率驱动电路的输入驱动信号和输出驱动信号的典型波形，按照本发明的一个或者多个实施例。
[0032] 图8说明了开关变压器的输入输出信号以及输出产生电路中使用的相关控制信号的典型波形，按照本发明的一个或者多个实施例。
[0033] 图9说明了两个相应的能量回馈子电路的两对二极管的典型波形，这两个能量回馈子电路为从开关变换器200负载一边返回的能量提供回流通路，按照本发明的一个或者多个实施例。详细描述
[0034] 在随后对本发明的典型实施例的详细描述中，充分细致地描述了能实施本发明的具体的典型实施例，以使本领域技术人员能够去 实施发明的实施例。例如，像具体的方法顺序，结构，元件以及连接这样的具体细节在这当中都有。但是，可以理解的，这些具体细节不需要被用来实现本发明的实施例。因此，随后的详细描述不被理解为限制，本发明的保护范围由附加的权利要求和等同内容来限定。
[0035] 说明书中使用的“一个实施例”，“一种实施例”，“实施例”，或者“一个或多个实施例”意在表明与实施例描述相关的一种特别的功能，结构，或者特性都包括在本发明的至少一个实施例中。这样的词语出现在说明书中的不同地方不必都指同一实施例，也不必指分立的或者是排除其它实施例的可用的实施例。更进一步，描述的不同功能在某些实施例有所表现而在其它实施例却没有。类似地，描述的各种要求某些实施例需要而其它实施例不需要。
[0036] 这当中用到的术语其目的仅仅是描述特定的实施例，不被理解为对发明的限制。如这当中用到的，单数形式“a”，“an”和“the”(那个)也意味着包括它们的复数形式，除非文中清楚地表明了另外情况。而且，“First”(第一)和“Second”(第二)等的词语使用并不表示任何次序或者重要性，“First”(第一)和“Second”(第二)等的词语是用于一个要素和另一要素的区分。
[0037] 本领域普通技术人员也会意识到在下面的图中描述的电路元件及基本的结构可能改变。在描述的元件的位置上或者在这元件之外可能用上其它的电路元件。所描述的例子并不意在表明基于现在描述的一个或多个实施例和(或)发明公开的架构或其它限制。
[0038] 在附图的不同角度的描述中，在不同图中使用同一参考数字和(或)符号表示类似或相同的东西，而在整个(所有)图中类似的元件可以有类似的名字和参考数字。如果
一个参考数字曾用于表示类似元件的复数形式，除非上下文有另外需要，参考数字可以指在那个参考 数字所指的图中的类似元件中任何元件、这些元件的一个子集、或者所有的这些元件。用于元件的特定的标识/名字和参考数字纯粹是为了有助于描述，不是为了表明在描述的实施例中的任何限制(像架构上的，功能上的，或者除此之外的其它限制)。
一个参考数字曾用于表示类似元件的复数形式，除非上下文有另外需要，参考数字可以指在那个参考 数字所指的图中的类似元件中任何元件、这些元件的一个子集、或者所有的这些元件。用于元件的特定的标识/名字和参考数字纯粹是为了有助于描述，不是为了表明在描述的实施例中的任何限制(像架构上的，功能上的，或者除此之外的其它限制)。
[0039] 在描述中，相关词语像“左”，“右”，“垂直”，“水平”，“上面”，“下面”，“顶部”和“底部”，以及任何它们的派生词(例如“左侧”，“上面副线圈”，等等)应该解释为指的是讨论中的图所描述或显示的逻辑方向。这些相关词语是为了便于描述而不是要表达对有关特定方位的任何限制。
[0040] 如在此用到的，词语“瞬间的”和“瞬间地”指的是在时间上，和电路相关的两个事件在很大程度上同时发生，或者发生在认为对电路工作不会产生任何不期望或者不想要结果的一个短时间隔内。
[0041] 如在此用到的，词语“初级侧”和“次级侧”，在本发明中用到的开关放大器有两个开关变压器的情况下，分别指这两个开关变压器统一的初级侧和统一的次级侧，也就是两个开关变压器各自的初级侧被认为是一个统一的初级侧，两个开关变压器各自的次级侧被认为是一个统一的次级侧，当中统一的初级侧和统一的次级侧被认为用不同的电气接地彼此隔离。
[0042] 如 在 此 用 到 的，词 语“amplify”(放 大)，“amplification”( 放 大 )，“amplifying”(放大中的)“amplified”(被放大的)，在本发明用于信号放大的情况下，是表示及涵盖放大和降低源输入信号同极性或者反极性的信号电平。类似地，如在此用到的，词语“gain”(增益)，在信号放大的范畴中，是指增益和衰减。
[0043] 如在此用到的，词语“信号电平”，“输入电平”和其它类似词语，在信号调制或放大范畴中，除非另外特指有关某个特别的测量 特性，是指任何的电压电平，电流大小，功率大小以及它们的任意组合，同样适用。
[0044] 为容易讨论，当词语“信号”后为参考数字时，代表节点的参考数字也可以用来指该节点的信号。例如，对于节点3A，信号3A代表在节点3A的信号。
[0045] 现在参照图示，从图2开始，是根据本发明的一个或多个实施例的典型的单级开关放大器200的功能图。放大器200包括有直流电源电路201，功率驱动电路202，谐振网络子电路204A和204B(它们共同构成谐振网络子电路204)以及能量回流子电路207A和
207B(它们共同构成能量回馈电路207)。从拓扑架构观点，这些组成部分可以被认为位于放大器200中使用的开关变压器的初级侧。
207B(它们共同构成能量回馈电路207)。从拓扑架构观点，这些组成部分可以被认为位于放大器200中使用的开关变压器的初级侧。
[0046] 进一步地，放大器200包括了调制电路203，反馈能量获取放大器子电路205A和205B(它们共同构成获取反馈能量获取放大器电路205)，输出发生电路206，尖峰钳位电路
208，以及辅助电源209。从拓扑架构观点看，这些组成部分可以被认为位于放大器200中使用的开关变压器的次级侧。初级侧组成部分和次级侧组成部分分别接地，彼此电气隔离。
208，以及辅助电源209。从拓扑架构观点看，这些组成部分可以被认为位于放大器200中使用的开关变压器的次级侧。初级侧组成部分和次级侧组成部分分别接地，彼此电气隔离。
[0047] 直流电源电路201被用来给功率驱动电路提供直流功率，同时接收，储存和传递由反馈能量获取放大器电路205获取并通过能量回馈电路207流回初级侧的能量。
[0048] 功率驱动电路202用以接收来自调制电路203的一个或更多个被输入信号201调制的载波信号，并输出相同占空比的驱动信号去驱动反馈能量获取放大器电路205中的两个开关变压器。功率驱动电路202可以接收额外的辅助信号，比如一个或更多个基准信号和/或者促进驱动信号的输出。由功率驱动电路202输出的驱动信号可被输入到谐振 电
路204以便在初级侧实现ZCS或ZVS准软开关。
路204以便在初级侧实现ZCS或ZVS准软开关。
[0049] 调制电路203用来接收输入信号210，并提供一个或多个载波信号到功率驱动电路202，载波信号被输入信号210以及可选的辅助信号调制。调制电路203也被用来提供一个或多个控制信号(它可以被输入信号210驱动)给输出发生电路206来控制，比如说，输
出发生电路206中负载150两端产生差分输出信号过程中所用开关，这样另外某种不希望
的风险能被消除或减少。举个例子，在输出发生电路206包含有一对用于产生差分输出信号的低通滤波器的情况下，调制电路203可以提供一对控制信号来驱动相应的一对所用开关来控制那一对低通滤波器的工作，以确保两个开关在任何时刻只有其中一个能处于接通状态，这样开关变压器次级线圈(被用于开关和放大)被短路的风险就被消除或降低。可
选择地，调制电路203可用来另外接收不同的输出信号作为实现误差校正的反馈信号。
出发生电路206中负载150两端产生差分输出信号过程中所用开关，这样另外某种不希望
的风险能被消除或减少。举个例子，在输出发生电路206包含有一对用于产生差分输出信号的低通滤波器的情况下，调制电路203可以提供一对控制信号来驱动相应的一对所用开关来控制那一对低通滤波器的工作，以确保两个开关在任何时刻只有其中一个能处于接通状态，这样开关变压器次级线圈(被用于开关和放大)被短路的风险就被消除或降低。可
选择地，调制电路203可用来另外接收不同的输出信号作为实现误差校正的反馈信号。
[0050] 反馈能量获取放大器电路(这里之后简单地称为“放大器电路”)205被用来放大由功率驱动电路202提供的驱动信号，并放大随后被用于获取放大器200的输出的输出信号，该输出是输入信号210的一个放大。进一步地，放大器电路205被用来获取从负载150返回的过量能量(这之后称为“返回能量”)，其方式是获取的反馈能量通过能量回馈电路
207流回初级侧(比如，回到直流电源电路201)以供潜在的重复使用。
207流回初级侧(比如，回到直流电源电路201)以供潜在的重复使用。
[0051] 在一个实施例中，放大器电路205包含两个对称的反馈能量获取放大器子电路(这之后简单地称为“放大器子电路”)，即放大器子电路205A和205B。每一个放大器子电路被用来放大接收到的驱动信号并获取接收到的返回能量，同时提供一个或多个能够用于得到放大器200输出的输出信号，放大器200的输出是输入信号210的放大。
[0052] 在一个实施例中，功率驱动电路202、调制电路203、放大器电路205以及可选择的谐振网络电路204共同工作以便产生一对和输入信号210直接相关的被调制的载波信号，这样输出发生电路206，在收到这对调制信号之后，能够从该对被调制的载波信号中产生一个负载150两端的差分输出信号，该信号是输入信号210的放大。
[0053] 能量回馈电路207被用来接收由放大器电路205获取的反馈能量，并为反馈能量提供一个流回初级侧的路径，以便潜在的重复使用(例如，通过提供反馈能量的储存及经由直流电源电路201流通)，由此使放大器200获得初级侧和次级侧之间的双向能量流动。
[0054] 尖峰钳位电路208被用来吸收电压尖峰(例如，由电路中杂散电感或其它的杂散元件所引起的)，储存被吸收的能量，传递被储存的吸收能量以通过另外的辅助电源209为放大器200其它一个或多个电路提供功率(比如为调制电路203提供功率)，由此也进一步
提升了系统效率。
提升了系统效率。
[0055] 图3是一个简化了电路原理图，说明了基于本发明的一个或多个实施例的一个典型的放大器200。参照图3，在这个实施例中，直流电源201包含了输入直流电源330和电容C301，它们彼此并联连接。有了这个电路结构，电容C301起到了储存通过能量回馈电路
207从次级侧流回的反馈能量的作用，也为被公开的放大器200提供电流环路。
207从次级侧流回的反馈能量的作用，也为被公开的放大器200提供电流环路。
[0056] 功率驱动电路202包含六个高频隔离驱动变压器T301-T306，和六个高频功率MOSFET(场效应晶体管)开关S301-S306，特别地，隔离驱动变压器被用于隔离功率驱动电路202的地，其处于初级侧，要与次级侧的地隔离。每一个变压器由调制电路203提供的控制信号来驱动，结果输出一个驱动信号来驱动相应的开关。
[0057] 开关S301-S306构成三个有序对(S301，S302)，(S303， S304)和(S305，S306)。如图所示，对每对开关来说，它的第一和第二个开关都是通过它们之间一个共同连接节点彼此电耦合，第一个开关是上开关，第二个开关是下开关。因此，开关对(S301，S302)，(S303，S304)和(S305，S306)分别构成它们的共同连接点3A，3B，和3C。这些连接点生成了用于驱动开关变压器的输出驱动信号3A，3B，和3C。相应地，驱动器变压器T301-T306构成三个有序对(T301，T302)，(T303，T304)，和(T305，T306)。因此，变压器对(T301，T302)，(T303，T304)，和(T305，T306)一旦被由调制电路203提供的三对有序的序列脉冲信号(301，302)，(303，304)，和(305，306)所驱动，就输出相应驱动信号来分别驱动开关对(S301，S302)，(S303，S304)和(S305，S306)。
[0058] 图7说明了输入驱动信号301-306以及输出驱动信号3A，3B和3C的典型波形，这些都基于本发明的一个实施例。如图所示，信号301-306都是具有同一频率或基频的占空比等于50％的方波信号。对于信号对(301，302)，(303，304)，和(305，306)的每对信号对来说，第二个信号是从第一个信号基于它们各自波形共同的水平中心线反向而来的。特别地，信号对(301，302)和(305,306)有同一对波形，但是相反的次序。众所周知，驱动器变压器输出的驱动器信号与驱动驱动器变压器的驱动器信号有相同波形，唯有不同的是前者的幅度和后者的幅度相比上升(或下降)。因此，开关301和306是由第一组相同驱动信号
所驱动，而开关302和305是由第二组相同驱动信号所驱动，该两组驱动信号基于它们各自波形的共同水平中心线互为反向。
所驱动，而开关302和305是由第二组相同驱动信号所驱动，该两组驱动信号基于它们各自波形的共同水平中心线互为反向。
[0059] 信号对(303和304)是一对载波信号，携带有关输入信号210的信息。更确切地说，信号304是输入信号210基于基准信号302和306的相移调制(PSM)，同时信号303是
从信号304基于它们各自波形共同水平中心线反向得来。
从信号304基于它们各自波形共同水平中心线反向得来。
[0060] 有关相移调制，为了说明而不是限制，在这个实施方案中，用于调制的相移范围是在1°和179°之间，一个90°相移表示一个模拟信号零电平，而1°和179°相移分别用于调制正极性和负极性的最大绝对型号电平。如本领域技术人员所知道的，用于调制的相移范围也可以在比如5°和175°之间或者在10°和170°之间，这取决于用于调制的相移大
小的预设水平。
小的预设水平。
[0061] 因此，信号电平往正方向越多(也因此越高)，相移(用于表示信号电平)就越接近1°。同样地，信号电平往负方向越多(也因此越低)，相移(用于调制信号电平)就越
接近179°。因此，信号电平m和用于调制信号电平的相移α之间的关系能够定义为一个
调制指数k，在这个实施例中，该指数是指信号电平m和最大绝对信号电平n之间的比。确切地讲，信号电平m和用于表示信号电平m的相移α之间的关系能够有表达式：k＝m/n＝
(90-α)/90。
接近179°。因此，信号电平m和用于调制信号电平的相移α之间的关系能够定义为一个
调制指数k，在这个实施例中，该指数是指信号电平m和最大绝对信号电平n之间的比。确切地讲，信号电平m和用于表示信号电平m的相移α之间的关系能够有表达式：k＝m/n＝
(90-α)/90。
[0062] 三个变压器对(T301，T302)，(T303，T304)，和(T305，T306)驱动三个开关对(S301，S302)，(S303，S304)和(S305，S306)，在共同的连接节点3A，3B和3C分别产生信号
3A，3B和3C。如图7所示，3A，3B和3C都是占空比等于50％的脉冲系列。信号3B是一个
基于基准信号3A载波相移信号。信号3A和3C是基于它们各自波形共同水平中心线互为
反向的信号，因此他们之间有一个固定的关系。信号3A和3C可以被看作是载波信号3B的
基准信号。
3A，3B和3C。如图7所示，3A，3B和3C都是占空比等于50％的脉冲系列。信号3B是一个
基于基准信号3A载波相移信号。信号3A和3C是基于它们各自波形共同水平中心线互为
反向的信号，因此他们之间有一个固定的关系。信号3A和3C可以被看作是载波信号3B的
基准信号。
[0063] 信号3A-3C与输入驱动信号301-306(用来驱动变压器T301-T306)具有相同的基频频率，同时因为驱动变压器T301-T306具有升压功能，信号3A-3C幅度与301-306会有提升。此外，载波信号3B中的相移(用输入信号210来调制)相对于原来的PSM(相移调制
器)驱动信号304并未改变。
器)驱动信号304并未改变。
[0064] 因此，对功率驱动电路202来说，一组六输入信号301-306被转变成一组与之相关的三输出信号3A-3C，由于后者具有和前者相同的基频频率，后者的载波信号具有和前者的载波信号相同的相移，并且相对于前者，后者脉冲幅度被升高。
[0065] 如图3所示，谐振电路204包含了子谐振电路204A和子谐振电路204B，它们每一个都包含了一对电感和电容，这些电感电容设计来实现零电流开关。特别地，子谐振电路
204A和204B分别耦合到节点3A和3C。可以看到，3A和3C节点上的信号，即信号3A和3C，
是载波信号3B的给定信号。因此，子谐振电路204A的电感L302和电容C305相对信号3A
被调整谐振频率以获得软开关，而子谐振电路204B的电感L301和电容C306相对信号3B
被调整谐振频率以获得软开关。
204A和204B分别耦合到节点3A和3C。可以看到，3A和3C节点上的信号，即信号3A和3C，
是载波信号3B的给定信号。因此，子谐振电路204A的电感L302和电容C305相对信号3A
被调整谐振频率以获得软开关，而子谐振电路204B的电感L301和电容C306相对信号3B
被调整谐振频率以获得软开关。
[0066] 能量回收电路205包含了两个对称的能量回收子电路205A和205B，它们每一个都包含一个高频隔离变压器，用于放大一个由初级线圈以及次级线圈电路的输入差分信号。特别地，能量回收电路205中的隔离变压器用来将初级侧的接地与次级侧的接地隔离开。
[0067] 对子电路205A来说，开关变压器T309的初级线圈的两个端子分别电气耦合到节点3A和3B(通过谐振网络子电路204A)。对子电路205B来说，开关变压器T310的初级线
圈的两个端子分别电气耦合到节点3B和3C(通过谐振网络子电路204B)。因此，开关变压
器T309和T310放大的输入信号分别是信号3A及3B间(这之后称为“信号(3A-3B)”)和
信号3B及3C间(这之后称为“信号(3B-3C)”)的差分信号。
圈的两个端子分别电气耦合到节点3B和3C(通过谐振网络子电路204B)。因此，开关变压
器T309和T310放大的输入信号分别是信号3A及3B间(这之后称为“信号(3A-3B)”)和
信号3B及3C间(这之后称为“信号(3B-3C)”)的差分信号。
[0068] 图8说明了在其它波形中，输入信号(3A-3B)和信号(3B-3C)的典型波形。如图所示，信号3B是与信号3A相关的载波相移信号。因此，经过信号相减后，由输入信号210调制的相移(在信号3B中)被变换成差分信号(3A-3B)中相应的正脉冲和负脉冲，各自的
脉冲宽度携带 了输入信号210相应信号的信息。更具体地讲，如本领域技术人员看到的，信号3B中某个相移α被转换成一个在信号(3A-3B)中与之相对应的一对正负脉冲，它们
每单个脉冲的脉冲宽度等于占空比(α/360)*100％。因此小的相移信号表示更大的信号
幅度，且被变换成一个较窄的脉冲宽度和较低的占空比。反之，一个较大的相移表示一个较低的信号电平幅度被变换成一个较宽的脉冲宽度和较高的占空比。类似地，由于信号3C是信号3A基于它们各自波形的共同水平中心线反转而成的，在信号相减后，相移(在信号3B中)被变换成在差分信号(3B-3C)中的正负脉冲，各自的脉冲宽度同样地携带了输入信号
210相应信号电平的信息。因此，在信号3B中相同的相移α被变换成一个在信号(3B-3C)
中占空比为((180-α)/360)*100％的相应脉冲宽度。
脉冲宽度携带 了输入信号210相应信号的信息。更具体地讲，如本领域技术人员看到的，信号3B中某个相移α被转换成一个在信号(3A-3B)中与之相对应的一对正负脉冲，它们
每单个脉冲的脉冲宽度等于占空比(α/360)*100％。因此小的相移信号表示更大的信号
幅度，且被变换成一个较窄的脉冲宽度和较低的占空比。反之，一个较大的相移表示一个较低的信号电平幅度被变换成一个较宽的脉冲宽度和较高的占空比。类似地，由于信号3C是信号3A基于它们各自波形的共同水平中心线反转而成的，在信号相减后，相移(在信号3B中)被变换成在差分信号(3B-3C)中的正负脉冲，各自的脉冲宽度同样地携带了输入信号
210相应信号电平的信息。因此，在信号3B中相同的相移α被变换成一个在信号(3B-3C)
中占空比为((180-α)/360)*100％的相应脉冲宽度。
[0069] 比较信号(3A-3B)和(3B-3C)的波形，在每一个基本的半周期中，信号(3A-3B)和(3B-3C)脉冲极性是相反的，彼此是交替的。如本领域技术人员所熟知的，这个固定关系不是巧合。它是由于信号3C是从信号3A基于它们各自波形的共同水平中心线反转而成的。
[0070] 众所周知，开关变压器T309和T310通过它们的匝数比分别在它们的次级线圈产生放大的信号来放大它们的输入信号。在这个实施案例中，开关变压器T309和T310各自
的匝数比是彼此一样的。对开关放大器200来说，给定一个电源电路201的固定输入直流
电源330，开关变压器T309和T310是进行信号放大的仅有器件。因此，给定一个固定的输入直流电源330，基于输入信号210在负载150输出差分信号211的信号增益只取决于开关
变压器T309和T310的匝数比。
的匝数比是彼此一样的。对开关放大器200来说，给定一个电源电路201的固定输入直流
电源330，开关变压器T309和T310是进行信号放大的仅有器件。因此，给定一个固定的输入直流电源330，基于输入信号210在负载150输出差分信号211的信号增益只取决于开关
变压器T309和T310的匝数比。
[0071] 对每一个放大器子电路来说，它的开关变压器次级线圈上搭建的电路不仅起到全波整流的作用，把在次级线圈上产生的放大信号基于输出节点进行全波整流，而且也获取从输出电路206返回的能量(比 如输出电路206中的电感和负载150中能量可以返回)。
[0072] 具体地，对每一个放大器子电路来说，它的开关变压器次级线圈是一个分开的线圈，具有一个上部的子线圈和一个下部子线圈。上部的子线圈的下部端子和下部子线圈的上部端子电气耦合到整流二极管负极，整流二极管正极耦合接地。而且，上部的子线圈的上部端子和下部子线圈的下部端子都耦合到放大器子电路的输出节点。因此，在放大器子电路205A中，节点3F和3G分别耦合到整流二极管D305和306的负极，同时输出是节点3D。同样地，在放大器子电路205B中，节点3H和3I耦合到整流二极管D309和D310的负极，同
时输出是节点3E。由于次级线圈的设计，每一个放大器子电路具有信号的开关和放大功能，从而在单级上最终产生一个放大了的输出信号跨接负载150上。
时输出是节点3E。由于次级线圈的设计，每一个放大器子电路具有信号的开关和放大功能，从而在单级上最终产生一个放大了的输出信号跨接负载150上。
[0073] 在一方面，次级线圈电路作为一个全波整流电路基于输出节点用来整流被放大的信号(在次级线圈上产生)。以放大器子电路205A为例，上部的子线圈的上部端子和下部子线圈的下边部端子都电气耦合到节点3D，脉冲电流流经节点3D，流出输出电路206。由于分开的次级线圈以及二极管D305和D306连接的方式，二极管D305和D306被迫反向偏置。
这样，初级线圈输入信号(3A-3B)的正负极性脉冲，在被放大并由次级线圈电路处理后，在输出节点3D上都转变成相应正极性脉冲。因此，放大器子电路205A的次级线圈电路作为
一个全波整流电路基于节点3D，来整流在次级线圈上产生放大后的信号。类似地，放大器子电路205B的次级线圈电路作为一个全波整流电路基于节点3E，来整流放大后的信号(在次级线圈上产生)。
这样，初级线圈输入信号(3A-3B)的正负极性脉冲，在被放大并由次级线圈电路处理后，在输出节点3D上都转变成相应正极性脉冲。因此，放大器子电路205A的次级线圈电路作为
一个全波整流电路基于节点3D，来整流在次级线圈上产生放大后的信号。类似地，放大器子电路205B的次级线圈电路作为一个全波整流电路基于节点3E，来整流放大后的信号(在次级线圈上产生)。
[0074] 图8也说明了节点3D和3E上的信号波形，这两个节点分别是放大器子电路205A和205B的输出节点。参照信号(3A-3B)的波形，可看到信号3D是信号(3A-3B)放大以及全
波整流后的信号，其脉冲幅 度增益由变压器T309的匝数比来决定。因此，和信号(3A-3B)相比，信号3D是两倍于信号(3A-3B)的基频。或者换种方式来说，在次级线圈放大后信号由全波整流器电路处理之后，信号3D基频周期变成信号(3A-3B)基频周期的一半。同样地，信号3E是信号(3B-3C)被放大和全波整流过的信号，其脉冲幅度的增益由变压器T310的
匝数比来决定。类似地，信号3E的基频周期是输入信号(3B-3C)基频周期的一半，同时信号3E的基频周期是信号(3B-3C)基频周期的两倍。
波整流后的信号，其脉冲幅 度增益由变压器T309的匝数比来决定。因此，和信号(3A-3B)相比，信号3D是两倍于信号(3A-3B)的基频。或者换种方式来说，在次级线圈放大后信号由全波整流器电路处理之后，信号3D基频周期变成信号(3A-3B)基频周期的一半。同样地，信号3E是信号(3B-3C)被放大和全波整流过的信号，其脉冲幅度的增益由变压器T310的
匝数比来决定。类似地，信号3E的基频周期是输入信号(3B-3C)基频周期的一半，同时信号3E的基频周期是信号(3B-3C)基频周期的两倍。
[0075] 由于变压器T309和T310匝数比是相等的，信号3D和信号3E的脉冲幅度是吻合的。因信号(3A-3B)和信号(3B-3C)具有相同的基频(信号3A的频率)，所以信号3D和
3E的基频分别是信号(3A-3B)和(3B-3C)基频的两倍，信号3D和3E具有相同的基频。同
样地，信号3D和3E有相同的基础周期，即信号(3A-3B)和(3B-3C)的一半。
3E的基频分别是信号(3A-3B)和(3B-3C)基频的两倍，信号3D和3E具有相同的基频。同
样地，信号3D和3E有相同的基础周期，即信号(3A-3B)和(3B-3C)的一半。
[0076] 而且，在每一个基础半周期中，极性相反的信号(3A-3B)和(3B-3C)的各自脉冲相互交替。另一方面，信号(3A-3B)和(3B-3C)正负极的脉冲都各自转变成信号3D和3E上的正极性脉冲。因此，信号3D和3E具有不相等的占空比的载波信号，这个占空比对应于
信号3B中被用于调制输入信号210的相移。该转换也导致信号3D和3E的基础周期变成
信号(3A-3B)和(3B-3C)基础周期的一半。结果，在信号3D和3E的每一个基础周期中，同
极性的信号3D和3E脉冲彼此相互交替。相应的，对每一个基频周期，由于是双倍于信号
(3A-3B)和(3B-3C)的基频，因此信号3D和3E单一脉冲的占空比翻倍，分别由α/360和
(180-α)/360(如上面看到的那样，分别是信号(3A-3B)和(3B-3C)中单个脉冲的占空比)
变成(α/180)*100％和((180-α)/180)*100％。因此，对每一个基频周期来说，信号3D和
3E的占空比互补，两个占空比之和等于100％。
信号3B中被用于调制输入信号210的相移。该转换也导致信号3D和3E的基础周期变成
信号(3A-3B)和(3B-3C)基础周期的一半。结果，在信号3D和3E的每一个基础周期中，同
极性的信号3D和3E脉冲彼此相互交替。相应的，对每一个基频周期，由于是双倍于信号
(3A-3B)和(3B-3C)的基频，因此信号3D和3E单一脉冲的占空比翻倍，分别由α/360和
(180-α)/360(如上面看到的那样，分别是信号(3A-3B)和(3B-3C)中单个脉冲的占空比)
变成(α/180)*100％和((180-α)/180)*100％。因此，对每一个基频周期来说，信号3D和
3E的占空比互补，两个占空比之和等于100％。
[0077] 另一个方面，每一个放大器子电路的次级线圈电路从负载 150获取返回的过量能量，这是通过能量回流子电路提供电流(来源于返回能量)回流到初级侧。用放大器子电路205A的次级线圈电路作为例子，二极管D305和D306的负极被耦合到节点3F和3G上，这些
节点通过节点3D及上部和下部子线圈电气耦合到输出电路206上。输出电路206通过节
点3D和3E将负载150(例如通过电感)两边的能量传导返回到放大器电路205上。这样
在负载150一边上，从负载150的能量通过节点3D从输出电路206返回流动到节点3F和
3G。
节点通过节点3D及上部和下部子线圈电气耦合到输出电路206上。输出电路206通过节
点3D和3E将负载150(例如通过电感)两边的能量传导返回到放大器电路205上。这样
在负载150一边上，从负载150的能量通过节点3D从输出电路206返回流动到节点3F和
3G。
[0078] 在另一方面，二极管D305和D306的正极被耦合接地。这样，传导回节点3F和3G的返回能量就导致二极管D305和D306被反向偏置，强制节点3F和3G峰峰值差分电压到一
定电平，该电平在峰峰值差分电压的正常阀值电平。这引起电流经由能量回流子电路207A回流到初级侧，由此实现返回能量到初级侧的回流。
定电平，该电平在峰峰值差分电压的正常阀值电平。这引起电流经由能量回流子电路207A回流到初级侧，由此实现返回能量到初级侧的回流。
[0079] 同样地，放大器子电路205B的次级线圈电路也获取负载150另一边的过量能量，并经由能量回流子电路207B实现返回能量到初级侧的回流。
[0080] 图4A-B是简化的示意性电路图，用于说明被用在某种传统D类两级开关功率放大器和类似的被用于309放大器的功率电源级的一个全波整流器，和用于开关功率放大器
200的一个返回能量获取放大器子电路的全波整流器之间的差异。如在图4A所示，在传统D类开关功率的功率电源级中，它的开关变压器的次级侧的全波整流器是通过一个中心抽头的次级线圈以及在次级线圈的两端上放置两个二极管来形成的。次级线圈的中心抽头被耦合接地。两个二极管的正极分别被耦合到次级线圈的两端。那两个二极管的负极被彼此耦合以形成一个耦合到负载滤波器电路的输入节点。这样一个全波整流器不具有通过允许返回能量回流到传统开关放大器初级侧的双向能量流动。
200的一个返回能量获取放大器子电路的全波整流器之间的差异。如在图4A所示，在传统D类开关功率的功率电源级中，它的开关变压器的次级侧的全波整流器是通过一个中心抽头的次级线圈以及在次级线圈的两端上放置两个二极管来形成的。次级线圈的中心抽头被耦合接地。两个二极管的正极分别被耦合到次级线圈的两端。那两个二极管的负极被彼此耦合以形成一个耦合到负载滤波器电路的输入节点。这样一个全波整流器不具有通过允许返回能量回流到传统开关放大器初级侧的双向能量流动。
[0081] 另一方面，如图4B所示，返回能量回收的放大器子电路的全波整流器，如放大器子电路205A，其形成是通过具备一个在它的开关变压器T309次级侧分开的次级线圈及在上部的子线圈的下部和下部子线圈的上部(即节点3F和3G)，分别放置两个二极管D305和
D306来实现，这两个二极管的负极分别被耦合到前述两个子线圈的两端。如图所示，全波整流器允许放大器子电路获取返回能量。此外，两个子线圈的两个耦合端，3F和3G电气耦合到一个能量回流子电路(在此情况中，是能量回流子电路207A)，通过提供一个用于被获取的返回能量回流到开关放大器200的初级侧，从而使得双向能量流动。因此，图4A和4B看到的两个全波整流器之间的差异是显而易见的。
D306来实现，这两个二极管的负极分别被耦合到前述两个子线圈的两端。如图所示，全波整流器允许放大器子电路获取返回能量。此外，两个子线圈的两个耦合端，3F和3G电气耦合到一个能量回流子电路(在此情况中，是能量回流子电路207A)，通过提供一个用于被获取的返回能量回流到开关放大器200的初级侧，从而使得双向能量流动。因此，图4A和4B看到的两个全波整流器之间的差异是显而易见的。
[0082] 回到图3，输出电路106包括一对跨接在负载150的低通滤波器和一对开关(这可以是场效应管开关)，每一个开关和位于负载150同一侧的一个低通滤波器并联连接。每一个低通滤波器包括一对电感和一个电容，电感的一端耦合到输出电路106的输入节点，电容的一端耦合接地，它们两者的一个公共端，会成为负载150两个端子中的一个。因此，负载150左边的低通滤波器包括电感L303和电容C302，L303的左端耦合到输入节点3D(同
时也作为放大器子电路205A的一个输出节点)，C302的下部耦合接地，而且L303和C302
的公共端，会作为负载151的左端子。类似地，负载150右侧的低通滤波器包括电感L304
和电容C303，L304的右端耦合到输入节点3E(同时作为到放大器子电路205B的一个输出
节点)，C303的下部耦合接地，L304和C303的公共端成为负载151右端子。左侧开关S307
和左侧低通滤波器并联连接，其上部耦合到电感L303的左端以及输入节点3D，其下部耦合到电容C302的下部以及地面。类似地，右侧开关S308和右侧低通滤波器并联连接，其上端耦合到L304的右端以及输入节点3E，其下部耦合到C303的下部以及地 面。
时也作为放大器子电路205A的一个输出节点)，C302的下部耦合接地，而且L303和C302
的公共端，会作为负载151的左端子。类似地，负载150右侧的低通滤波器包括电感L304
和电容C303，L304的右端耦合到输入节点3E(同时作为到放大器子电路205B的一个输出
节点)，C303的下部耦合接地，L304和C303的公共端成为负载151右端子。左侧开关S307
和左侧低通滤波器并联连接，其上部耦合到电感L303的左端以及输入节点3D，其下部耦合到电容C302的下部以及地面。类似地，右侧开关S308和右侧低通滤波器并联连接，其上端耦合到L304的右端以及输入节点3E，其下部耦合到C303的下部以及地 面。
[0083] 如下描述的那样，至少有三个方面和上面描述的与那两个低通滤波器和那两个开关相联系的电路结构(之后称为“滤波器电路架构”)相关。
[0084] 第一方面，滤波器电路结构----与调制电路203供给的信号307和308连接----确保开关S307和S308只有其中之一在某一刻导通，因此就消除或减少了开关变压
器次级线圈短路的可能性。具体来讲，开关S307和S308由调制电路203提供的控制信号
307和308所驱动。参照图8，除了脉冲幅度有所不同，信号308(用于开或关S308开关)的
波形类似于信号3D的波形。同时，除了在幅度上有不同，信号307(用来开或关307开关)
的波形类似于信号3E的波形。因此，信号308跟随信号3D上升或下降，而信号307跟随信
号3E上升或下降。如图所看到的，信号3D和3E各自的脉冲彼此交替变化。因此，同样地，信号308和307也彼此交替变化，这导致开关S308和S307交替开和关。据此，开关S307
和S308只有其中之一在开关放大器200工作期间的某个时间开或关，因此消除或降低了次级线圈短路的可能。这个优势和前述309放大器的第三个缺陷形成直接对照，309放大器不能确保，次侧开关M1和M2在任何时刻只有其中之一导通。所以，从这方面来看，能够看到所公开的放大器200的设计和309放大器的设计具有相当大的差异。
器次级线圈短路的可能性。具体来讲，开关S307和S308由调制电路203提供的控制信号
307和308所驱动。参照图8，除了脉冲幅度有所不同，信号308(用于开或关S308开关)的
波形类似于信号3D的波形。同时，除了在幅度上有不同，信号307(用来开或关307开关)
的波形类似于信号3E的波形。因此，信号308跟随信号3D上升或下降，而信号307跟随信
号3E上升或下降。如图所看到的，信号3D和3E各自的脉冲彼此交替变化。因此，同样地，信号308和307也彼此交替变化，这导致开关S308和S307交替开和关。据此，开关S307
和S308只有其中之一在开关放大器200工作期间的某个时间开或关，因此消除或降低了次级线圈短路的可能。这个优势和前述309放大器的第三个缺陷形成直接对照，309放大器不能确保，次侧开关M1和M2在任何时刻只有其中之一导通。所以，从这方面来看，能够看到所公开的放大器200的设计和309放大器的设计具有相当大的差异。
[0085] 在第二方面，该滤波器电路结构使得两边(基于负载150)的低通滤波器能够起作用，从两个输入信号3D和3E中基于它们各自不等的占空比滤波出两个输出信号。在工作时，信号3D和3E的脉冲彼此相互交替变化，当信号3D变高时，信号3E变低，反之亦然。当信号3D变高时，信号308也变高，导致开关S308打开。同时，因信号3E变低(当信号3D变
高)，信号307也变低，导致开关S307断开。因此，当信号3D 变高时，相应于负载150的3D节点相反侧的开关S308被打开，而相应于负载150的3D节点同一侧的开关S307被断开。
结果，从节点3D流出的电流经由开通的开关S308流经负载150到地面。这使得左边低通
滤波器在从高频输入信号3D基于不等的占空比滤波出一个低频输出信号当中起作用。类
似地，当信号3E变高时(当信号3D变低)，相应于负载150节点3E相反侧的开关S307被
打开导通，而位于基于负载150节点3E同一侧的开关S308被断开。结果，从节点3E流出
的电流经由导通的开关S307流经负载150到地面。这类似地使得右边低通滤波器在从高
频输入信号3E基于不等的占空比滤波出一个低频输出信号当中起作用。
高)，信号307也变低，导致开关S307断开。因此，当信号3D 变高时，相应于负载150的3D节点相反侧的开关S308被打开，而相应于负载150的3D节点同一侧的开关S307被断开。
结果，从节点3D流出的电流经由开通的开关S308流经负载150到地面。这使得左边低通
滤波器在从高频输入信号3D基于不等的占空比滤波出一个低频输出信号当中起作用。类
似地，当信号3E变高时(当信号3D变低)，相应于负载150节点3E相反侧的开关S307被
打开导通，而位于基于负载150节点3E同一侧的开关S308被断开。结果，从节点3E流出
的电流经由导通的开关S307流经负载150到地面。这类似地使得右边低通滤波器在从高
频输入信号3E基于不等的占空比滤波出一个低频输出信号当中起作用。
[0086] 这样，有了信号3D和3E之间的交替变化的关系，开关S308和S307的动态变化(这是使用交替控制信号308和307的结果)使得在两侧(基于负载150)的低通滤波器
可以在滤出两个基于不相等的占空比的两个输入信号3D和3E中滤出两个输出信号中起作
用。
可以在滤出两个基于不相等的占空比的两个输入信号3D和3E中滤出两个输出信号中起作
用。
[0087] 在第三方面，滤波器的电路结构，和开关放大器200的其它部分协调一致工作，结果是输出差分信号211(横跨负载150)成为输入信号210的一个放大后信号。具体地，如上看到的那样，在载波信号3B和304中的一个相移α被变为信号3D和3E的占空比，分别
是(α/180)*100％和((180-α)/180)*100％(在两个连续的基础周期中)。众所周知，低
通滤波器的输出信号的信号电平和输出信号的最大绝对信号之间的比等于该低通滤波器
的输入载频信号的占空比。这样，对输入信号210的有极性信号电平M来说，输出差分信号
211(这分别是信号3D和3E滤出的两个输出信号间的差分信号)的有极性输出信号电平M
和最大绝对输出电平N之间的比----即M/N----等于信号3D和3E的占空比之间的有极
性的差，即等于((180-a)/180)-a/180＝(90-a)/90。
是(α/180)*100％和((180-α)/180)*100％(在两个连续的基础周期中)。众所周知，低
通滤波器的输出信号的信号电平和输出信号的最大绝对信号之间的比等于该低通滤波器
的输入载频信号的占空比。这样，对输入信号210的有极性信号电平M来说，输出差分信号
211(这分别是信号3D和3E滤出的两个输出信号间的差分信号)的有极性输出信号电平M
和最大绝对输出电平N之间的比----即M/N----等于信号3D和3E的占空比之间的有极
性的差，即等于((180-a)/180)-a/180＝(90-a)/90。
[0088] 那就是，输出有极性电平M(和有极性信号电平m相对应) 与最大绝对输出电平N的比值和输入信号电平m与最大绝对信号电平n的比值是相同的。根据定义，最大信号电
平N是由最大信号电平n放大得来(放大电平取决于放大器电路205的两个开关变压器的
匝数比)。因此，输出信号电平M是由输入信号电平m放大而来。这样，当输入信号210和
差分信号211被看成是一个整体时(假定输入信号210取样足够，这与功率驱动电路202
原有输入PSM信号304的基频相关)，在负载150产生的差分信号211是由输入信号210放
大得到。因此，滤波器电路结构使得输出差分信号211(在负载150上)成为输入信号210
的放大信号。
平N是由最大信号电平n放大得来(放大电平取决于放大器电路205的两个开关变压器的
匝数比)。因此，输出信号电平M是由输入信号电平m放大而来。这样，当输入信号210和
差分信号211被看成是一个整体时(假定输入信号210取样足够，这与功率驱动电路202
原有输入PSM信号304的基频相关)，在负载150产生的差分信号211是由输入信号210放
大得到。因此，滤波器电路结构使得输出差分信号211(在负载150上)成为输入信号210
的放大信号。
[0089] 此外，左侧低通滤波器的电感L303和电容C302，和右侧低通滤波器的电感L304和电容C303，它们每一个都被配置成产生一个相同角频率，适于分别从输入载频信号3D和3E滤出高频成分。典型来说，该角频率比信号3D和3E的基频要低，而比输入信号210的最高频率要高。在实施案例中，每个低通滤波器的角频率被设置成两倍于输入信号210的最高频率。
[0090] 回到能量回流电路207，能量回流电路207包括能量回流子电路207A和207B，它们如图示，都分别耦合到放大器子电路205A和205B中。为便于讨论，放大器子电路205A
的节点3F和3G以及放大器子电路205B的节点3H和3I都被称为“能量返回节点”。这样，
节点3F和3G被称为放大器子电路205A的一对能量返回节点。同样地，节点3H和3I被称
为放大器子电路205B的一对能量返回节点。每一能量回流子电路被设计成为将能量(由
它耦合的放大器子电路获取)流回到初级侧所提供的一个能量流动路径，如此一来，当一对能量返回节点间的峰峰差分电压高于正常电平时，电流就开始从一对能量返回节点流回到初级侧。
的节点3F和3G以及放大器子电路205B的节点3H和3I都被称为“能量返回节点”。这样，
节点3F和3G被称为放大器子电路205A的一对能量返回节点。同样地，节点3H和3I被称
为放大器子电路205B的一对能量返回节点。每一能量回流子电路被设计成为将能量(由
它耦合的放大器子电路获取)流回到初级侧所提供的一个能量流动路径，如此一来，当一对能量返回节点间的峰峰差分电压高于正常电平时，电流就开始从一对能量返回节点流回到初级侧。
[0091] 具体地，每一个能量回流子电路包括一个变压器和两个二极管。变压器初级线圈的两个端子电气耦合到放大器子电路的能量返回 节点对上。变压器次级线圈中间抽出中心抽头耦合接地。该两个二极管每一个都有其正极耦合到次级线圈一个末端，而其负极耦合到直流电源电路201和功率驱动器电路202中。这两个二极管电路结构形成全波整流器，使回收的返回能量回流到直流电源电路201并环流回功率驱动电路202，最终到负载150中。这样，能量回流子电路207A包括有变压器T307和二极管D301和D302，变压器T307的
两个端子耦合到放大器子电路205A的节点3F和3G，而二极管D301和D302形成了全波整
流器。同样地，能量回流子电路207B包括变压器T308和二极管D303和D304，变压器T308
的两个端子耦合到放大器子电路205B的3H和3I，而二极管D303和D304形成全波整流器。
两个端子耦合到放大器子电路205A的节点3F和3G，而二极管D301和D302形成了全波整
流器。同样地，能量回流子电路207B包括变压器T308和二极管D303和D304，变压器T308
的两个端子耦合到放大器子电路205B的3H和3I，而二极管D303和D304形成全波整流器。
[0092] 当放大器子电路的一对返回能量节点间的差分峰值电压超过预设电压电平时，能量回流子电路将使得电流(以及能量)从放大器子电路回流到初级侧，。在这个实施例中，预设电压电平可以基于参数提前设置，比如直流电源电路201的输入直流电源330的电压，以及放大器子电路的隔离开关变压器的匝比。特别地，作为能量回流子电路结构中的一部分，使用的变压器的匝比(例如变压器T307或T308)取决于放大器子电路的输出信号的脉冲幅度。反过来，脉冲幅度取决于放大器子电路的隔离开关变压器的匝比以及输入直流电源330的电压。
[0093] 用能量回流子电路207A为例，这仅是说明而不限于此，如果直流电源330提供100V而放大器子电路205A(能量回流子电路207A被耦合到该电路)的隔离变压器T309的
匝比是1：1，那么隔离变压器T309初级侧的差分电压就会达到200V峰峰值脉冲电压。这
导致节点3D(由放大器子电路205A输出)上的信号脉冲幅度在100V，而节点3F和3G间的
正常差分电压在400V峰峰值。该400V峰峰值能被设置成设定电平用来启动从放大器子电
路205A到初级侧的电流回流。
匝比是1：1，那么隔离变压器T309初级侧的差分电压就会达到200V峰峰值脉冲电压。这
导致节点3D(由放大器子电路205A输出)上的信号脉冲幅度在100V，而节点3F和3G间的
正常差分电压在400V峰峰值。该400V峰峰值能被设置成设定电平用来启动从放大器子电
路205A到初级侧的电流回流。
[0094] 能量回流子电路207A的变压器T307的匝比能够设为2：1，以便实现电流从放大器子电路205A回流，当节点3F和3G之间的差分电压超过400V峰峰值时，能量开始回流。
如所描述的，变压器T307初级线圈两个端子被耦合到节点3F和3G。这样，随着变压器T307的匝比设为2：1，当节点3F和3G之间的差分电压上升超过400V峰峰值时，在变压器T307
次级线圈两个末端间产生的差分电压上升超过200V峰峰值，经由全波整流器产生了整流
后的100V输出电压。随着由全波整流器产生100V电压，能量回流子电路207A开始导通电
流(以及能量)回到直流电源电路201，因此创造一个条件允许电流从放大器子电路205A
回流到初级侧。
如所描述的，变压器T307初级线圈两个端子被耦合到节点3F和3G。这样，随着变压器T307的匝比设为2：1，当节点3F和3G之间的差分电压上升超过400V峰峰值时，在变压器T307
次级线圈两个末端间产生的差分电压上升超过200V峰峰值，经由全波整流器产生了整流
后的100V输出电压。随着由全波整流器产生100V电压，能量回流子电路207A开始导通电
流(以及能量)回到直流电源电路201，因此创造一个条件允许电流从放大器子电路205A
回流到初级侧。
[0095] 正如本领域技术人员所知的，前述的能量回流子电路207A的示例电路结构---是指当节点3F和3G之间的差分电压峰峰值超过使得回流能量的设定电平时，可以实现电流开始从放大器子电路205A回流----是能够调整或改变的，但取决于相应参数的取值，例如输入直流电源的电压和开关变压器T309的匝比。
[0096] 能量回流子电路207B，它和能量回流子电路207A有同样的电路结构，当节点3H和3I之间的差分电压峰峰值超过使得回流能量的设定电平值时，可以类似地实现来自放大器子电路205B电流的回流。
[0097] 图9说明了能量回流子电路207A的二极管D301和D302的示例波形，以及能量回流子电路207B的D303和D304的二极管波形。特别地，能量回流子电路207A和207B分别
提供能量回流路径从节点3D和3E(这两个节点位于负载150相反的两边)返回能量。对
信号3D和3E来说，它们各自的脉冲彼此交替变化，而它们各自的占空比彼此互补。信号3D和3E间的这些关系在二极管D301和D302电流尖峰脉冲跟二极管D303电流尖峰脉冲之间
的关系中得到了反映。更具体来讲，二极管D301 和D302的电流尖峰脉冲和二极管D303和D304的电流尖峰脉冲，它们都上升到18A这么高，彼此交替变化，在每一个基频周期中各自的期间内彼此互补。
提供能量回流路径从节点3D和3E(这两个节点位于负载150相反的两边)返回能量。对
信号3D和3E来说，它们各自的脉冲彼此交替变化，而它们各自的占空比彼此互补。信号3D和3E间的这些关系在二极管D301和D302电流尖峰脉冲跟二极管D303电流尖峰脉冲之间
的关系中得到了反映。更具体来讲，二极管D301 和D302的电流尖峰脉冲和二极管D303和D304的电流尖峰脉冲，它们都上升到18A这么高，彼此交替变化，在每一个基频周期中各自的期间内彼此互补。
[0098] 具体地来讲，放大器电路205的电路结构，能量回流电路207和输出电路206充分解决前面所讨论的309能量放大器中的产生于把两级合并成一级所带来的两个新问题。
[0099] 首先，合并为一级所带来的新问题是当次级侧开关被关断时，单级放大器可能没有高频电感电流的通路。与此问题相关的是“309放大器”强制要求它的电感L5和L10处于高度磁耦合，其耦合系数要好于0.99。在具有放大器电路205的电路结构中，能量回流电路207和输出电路206，在开关S307阻断时，耦合到电感L303一端的节点3D传导从电感
L303流到放大器电路205A的一对返回能量节点(即节点3F和3G)的电流。如所描述的，
节点3F和3G耦合到能量回流子电路207A，它为节点3F和3G的电流提供续流路径流回初
级侧，其中直流电源电路201提供能量储存及为回流电流提供环路。类似情形发生在当开关S308阻断时，从电感L304流出的电流。因此，当次级侧一个开关被关断时，开关放大器
200提供一个路径给高频电流，这样就完全解决由于级组合而产生新问题。从而，不像“309放大器”，开关放大器200不需要它相应的电感对L303和L304高度地磁耦合。
L303流到放大器电路205A的一对返回能量节点(即节点3F和3G)的电流。如所描述的，
节点3F和3G耦合到能量回流子电路207A，它为节点3F和3G的电流提供续流路径流回初
级侧，其中直流电源电路201提供能量储存及为回流电流提供环路。类似情形发生在当开关S308阻断时，从电感L304流出的电流。因此，当次级侧一个开关被关断时，开关放大器
200提供一个路径给高频电流，这样就完全解决由于级组合而产生新问题。从而，不像“309放大器”，开关放大器200不需要它相应的电感对L303和L304高度地磁耦合。
[0100] 其次另一个级组合产生的新问题是单级放大器可能不会有环流路径来使纯电感负载返回能量。和该问题相关地的是“309放大器”根本不能驱动一个纯电感负载。有了放大器电路205的电路结构、能量回流电路207和输出电路206之后，来自输出电路206任何
一边多余的返回能量是由放大器子电路205A或205B任何一个返回能量获取电路来获取。
每一个放大器子电路的一对能量返回节点耦合到一个相应的能量 回流子电路，它提供一个路径给在那个一对能量返回节点获取的能量回流给初级，其中直流电源电路201提供储存和一个电流环路给返回能量。因此，开关放大器200提供储存以及一个电流环路给纯电感负载返回能量，从而充分地解决由于两级组合带来的新问题。至此，不像“309放大器”，它不能驱动纯电感负载，而开关放大器200也能够驱动纯电感负载。
一边多余的返回能量是由放大器子电路205A或205B任何一个返回能量获取电路来获取。
每一个放大器子电路的一对能量返回节点耦合到一个相应的能量 回流子电路，它提供一个路径给在那个一对能量返回节点获取的能量回流给初级，其中直流电源电路201提供储存和一个电流环路给返回能量。因此，开关放大器200提供储存以及一个电流环路给纯电感负载返回能量，从而充分地解决由于两级组合带来的新问题。至此，不像“309放大器”，它不能驱动纯电感负载，而开关放大器200也能够驱动纯电感负载。
[0101] 回到调制器电路203，根据本发明的一个或多个实施案例中，图5是电气原理图，说明一个调制电路203被用在图3中描述的开关放大器200上的实施例。参照图5，调制电路203接收输入信号210作为一个输入信号。调制电路203接收产生于负载150中的(经
由差分传感器)的差分信号211输出并作为一个反馈信号。众所周知，使用两个传感放大器分别应用于输入信号210和差分反馈信号211，以及一个加法放大器，该两个传感放大器的两个输出信号输入给加法放大器，经由加法放大器的输出信号实现校正，它是输入信号210校正后的一个信号(在此之后称为“校正后的输入信号210”)。
由差分传感器)的差分信号211输出并作为一个反馈信号。众所周知，使用两个传感放大器分别应用于输入信号210和差分反馈信号211，以及一个加法放大器，该两个传感放大器的两个输出信号输入给加法放大器，经由加法放大器的输出信号实现校正，它是输入信号210校正后的一个信号(在此之后称为“校正后的输入信号210”)。
[0102] 比较器501接收校正后输入信号210作为它的首个输入，而锯齿波上升信号作为第二个输入，同时输出信号505，该信号是由输入信号201脉宽调制(PWM)的信号。将其应用到比较器501和锯齿波上升信号，PWM信号505具有极性调制比k＝(50％-β)/50％，
其中β被用于表示相应于输入信号210的最大信号电平的绝对值的有极性输入信号电平
m的占空比(用百分比表示)。
其中β被用于表示相应于输入信号210的最大信号电平的绝对值的有极性输入信号电平
m的占空比(用百分比表示)。
[0103] 在实施例中，输入给比较器501的锯齿波上升信号是由一个上升发生器产生，它接收一个时钟信号502作为它的“CLOCK(时钟)”信号，这是公用的技术。时钟信号502是由经一个较快的时钟信号503所驱动的时钟除法器所产生。时钟信号502的频率是时钟信号503的分 数，这取决于用于时钟信号503上的时钟除法器所做的除法。比如，如果原始时钟信号503的频率是4MHz，而时钟除法器用10来除时钟信号，那么时钟信号502的频率
会是400KHz。随着上升信号发生器接收时钟信号502作为它的时钟信号，锯齿波上升信号从中产生，其频率是时钟信号502频率的两倍，产生PWM(脉宽调制)信号505，其基频是时钟信号502频率的两倍。
会是400KHz。随着上升信号发生器接收时钟信号502作为它的时钟信号，锯齿波上升信号从中产生，其频率是时钟信号502频率的两倍，产生PWM(脉宽调制)信号505，其基频是时钟信号502频率的两倍。
[0104] PWM信号505输入给一个上升沿D触发翻转器504作为它的CLK(时间)输入，而时钟信号502输入给D翻转器504作为它的D输入。有了这个电路结构，D翻转器504产生脉
冲信号506，相对于时钟信号502(起基准信号作用)它有相等的50％占空比和相移，它每
一个不等的相移相应于PWM(脉宽调制)信号505中不等的脉冲宽度。所以，脉冲信号506
是一个相移调制(PSM)信号，此后会被称为“PSM信号506”。特别地，有了这个电路结构，PSM信号506是用输入信号210相移调制，其每一个相移在这里相应于在PSM信号505(如
所知道的，它用于表示输入信号210的一个模拟信号电平)中的一个占空比。
冲信号506，相对于时钟信号502(起基准信号作用)它有相等的50％占空比和相移，它每
一个不等的相移相应于PWM(脉宽调制)信号505中不等的脉冲宽度。所以，脉冲信号506
是一个相移调制(PSM)信号，此后会被称为“PSM信号506”。特别地，有了这个电路结构，PSM信号506是用输入信号210相移调制，其每一个相移在这里相应于在PSM信号505(如
所知道的，它用于表示输入信号210的一个模拟信号电平)中的一个占空比。
[0105] 此外，PSM信号506的基频和时钟信号502的频率是一样的，它也是PSM信号505基频的一半。因此，PSM信号506的基频是PWM信号505基频的一半。所以，零输入信号电
平的PWM信号505中的一个50％占空比，它被变换成在PSM信号506当中的一个90°相移。
所以，对PSM信号506来说，极性调制系数k＝(90-α)/90，这里α是相移(以度为单位)，用于表示一个有极性输入信号电平m。对PWM信号505来说，k＝(50％-β)/(50％)。因
此，k＝(50％-β)/(50％)＝(90-α)/90，它得出β＝(α/180)*100％。所以，在PSM信
号506中每一个相移α相应于在PWM信号505中(α/180)*100％的占空比。
平的PWM信号505中的一个50％占空比，它被变换成在PSM信号506当中的一个90°相移。
所以，对PSM信号506来说，极性调制系数k＝(90-α)/90，这里α是相移(以度为单位)，用于表示一个有极性输入信号电平m。对PWM信号505来说，k＝(50％-β)/(50％)。因
此，k＝(50％-β)/(50％)＝(90-α)/90，它得出β＝(α/180)*100％。所以，在PSM信
号506中每一个相移α相应于在PWM信号505中(α/180)*100％的占空比。
[0106] 如所描述的，PSM信号506被用于产生同样的PSM信号 304(它驱动功率电路202的隔离驱动变压器T304)，它用了包括延时电路的驱动电路的电路结构。类似地，如所描述的，时钟信号502用于产生同样的信号302和305(它们分别驱动功率电路202的隔离驱动
变压器T302和T305)。进一步地，使用逻辑控制模组510(它设定正确的时序和终结时间)
耦合到驱动电路，同等的信号302和305从参考时钟信号502而获得，被输出作为PSM信号
304的基准信号。类似地，时钟信号502也用于产生同等的信号301和306(用于驱动功率
电路202的隔离驱动器变压器T301和T306)，信号301和306是同等信号302和305基于
它们各自波形的共同水平中线反转而成。同样地，信号507----它是由D翻转器504输出
的PSM信号506反向而成----被用于产生等样的信号303(它驱动隔离变压器T303)，信号
303是PSM信号304基于它们各自波形的共同水平线翻转而成。
变压器T302和T305)。进一步地，使用逻辑控制模组510(它设定正确的时序和终结时间)
耦合到驱动电路，同等的信号302和305从参考时钟信号502而获得，被输出作为PSM信号
304的基准信号。类似地，时钟信号502也用于产生同等的信号301和306(用于驱动功率
电路202的隔离驱动器变压器T301和T306)，信号301和306是同等信号302和305基于
它们各自波形的共同水平中线反转而成。同样地，信号507----它是由D翻转器504输出
的PSM信号506反向而成----被用于产生等样的信号303(它驱动隔离变压器T303)，信号
303是PSM信号304基于它们各自波形的共同水平线翻转而成。
[0107] 除了被用于产生PSM信号506外，PWM信号505也用于产生控制信号307和308，它们分别驱动输出电路206的开关S307和S308。尤其是，PWM信号505的基频是时钟信
号502频率的两倍，所以也是PSM信号506、PSM信号304、信号3B以及信号(3A-3B)的基
频的两倍。信号3D的基频也是信号(3A-3B)基频的两倍。因此，PWM信号505和信号3D
都有同样的基频。而且，对每一个相移α来说，这两个信号都有一个相应的占空比β＝
(α/180)*100％。所以，除了延时和不同的脉冲幅度以外，PWM信号505和信号3D具有类
似的波形。如所看到的，控制信号308跟随信号3D。信号308由PWM信号505产生，它使用
一个包括双反相器和延时电路和驱动电路的电路结构。脉冲信号307和脉冲信号308彼此
交替变化。基于这种信号307和308间的固定关系，信号307也是由PWM信号505所产生，
包括反相器和延时及驱动电路。
号502频率的两倍，所以也是PSM信号506、PSM信号304、信号3B以及信号(3A-3B)的基
频的两倍。信号3D的基频也是信号(3A-3B)基频的两倍。因此，PWM信号505和信号3D
都有同样的基频。而且，对每一个相移α来说，这两个信号都有一个相应的占空比β＝
(α/180)*100％。所以，除了延时和不同的脉冲幅度以外，PWM信号505和信号3D具有类
似的波形。如所看到的，控制信号308跟随信号3D。信号308由PWM信号505产生，它使用
一个包括双反相器和延时电路和驱动电路的电路结构。脉冲信号307和脉冲信号308彼此
交替变化。基于这种信号307和308间的固定关系，信号307也是由PWM信号505所产生，
包括反相器和延时及驱动电路。
[0108] 回到图3，在该实施例中，尖峰吸收电路208包含一对对称的吸收二极管D307和D308。二极管D307和D308位于节点3J的两边，D307位于左边而D308位于右边。二极管
D307和D308的负极经由节点3J彼此电气耦合。二极管D307和D308的正极电气耦合到输
出电路206的两个输入节点，当它们的两边分别相应于节点3J时，输出电路206位于相对
于负载150同一边。因此，二极管D307和D308的正极电气耦合到节点3D和3E。尖峰吸收
电路208包括电容C304，它的一端电气耦合到节点3J上(这样耦合到二极管D307和D308
的负极)，而另一端耦合到地面。
D307和D308的负极经由节点3J彼此电气耦合。二极管D307和D308的正极电气耦合到输
出电路206的两个输入节点，当它们的两边分别相应于节点3J时，输出电路206位于相对
于负载150同一边。因此，二极管D307和D308的正极电气耦合到节点3D和3E。尖峰吸收
电路208包括电容C304，它的一端电气耦合到节点3J上(这样耦合到二极管D307和D308
的负极)，而另一端耦合到地面。
[0109] 有了所描述的尖峰吸收电路208的电路结构，二极管D307和D308都被偏置在正方向。因此，负载150两边在节点3D和3E(由返回能量导致)的过压脉冲尖峰被同一边
(相应于共同连接节点3J)的二极管D307和D308所吸收。被吸收的能量然后被储存在电
容C204中。尖峰吸收电路208经由电容C204被电气耦合到辅助电源209上。因此，储存
在电容C204的钳位能量，能够给被辅助电源209所供电的一个或多个模组循环供电。在这个实施例中，调制器电路203由辅助电源209供电。所以，储存在电容中的钳位能量，通过辅助电源209给调制器电路203循环供电，这进一步增加开关功率放大器200的总效率。
(相应于共同连接节点3J)的二极管D307和D308所吸收。被吸收的能量然后被储存在电
容C204中。尖峰吸收电路208经由电容C204被电气耦合到辅助电源209上。因此，储存
在电容C204的钳位能量，能够给被辅助电源209所供电的一个或多个模组循环供电。在这个实施例中，调制器电路203由辅助电源209供电。所以，储存在电容中的钳位能量，通过辅助电源209给调制器电路203循环供电，这进一步增加开关功率放大器200的总效率。
[0110] 下表中列出示例元件和它们各自示例典型值，这用于实现在图3中描述开关变换器200。元件 典型值
C301 1000μF
C302 1μF
C303 1μF
C304 10μF
C305 2μF
C306 2μF
L301 1.5μH
L302 1.5μH
L303 30μH
L304 30μH
C301 1000μF
C302 1μF
C303 1μF
C304 10μF
C305 2μF
C306 2μF
L301 1.5μH
L302 1.5μH
L303 30μH
L304 30μH
[0111] 根据本发明的一个或多个实施例，图6A-6C描述了在不同时间开关变换器200的一个信号放大的过程中所产生的相关信号的示例波形。
[0112] 具体地，图6A是PWM信号505的示例波形，输入信号210的波形被叠加其上。对PWM信号505来说，每一个占空比对应于输入信号210的模拟信号电平的一个取样。一个脉冲宽度等于零模拟信号的50％占空比。最窄脉冲宽度(接近于100％占空比)对应于最高
信号电平。最宽脉冲宽度(接近于0％占空比)对应于最低信号电平。所以，如果输入信
号210是一个正弦波信号，当输入信号210的信号电平在伸展期间保持上升，相应的连续脉冲宽度系列会在伸展期间变得越来越窄。当输入信号210的信号电平在伸展期间保持下降时，相应的连续脉冲宽度系列在伸展期间会变得越来越宽。
信号电平。最宽脉冲宽度(接近于0％占空比)对应于最低信号电平。所以，如果输入信
号210是一个正弦波信号，当输入信号210的信号电平在伸展期间保持上升，相应的连续脉冲宽度系列会在伸展期间变得越来越窄。当输入信号210的信号电平在伸展期间保持下降时，相应的连续脉冲宽度系列在伸展期间会变得越来越宽。
[0113] 图6B说明了PSM信号304、基准信号302以及输入信号210的示例波形。PSM信号304和基准信号302都是占空比等于50％的脉冲系列信号。PSM信号304是基于基准信
号302的移相信号，每一个相移是输入信号210的一个取样信号电平。
号302的移相信号，每一个相移是输入信号210的一个取样信号电平。
[0114] 图6C说明了信号3D和3E的示例波形，每一个波形都有输出差分信号211波形叠加其上。输出差分信号211的一个信号对应于 信号3D和3E的相应占空比之间的差分值。
[0115] 本开关变换器200，如以上描述和说明的一样，把两级组合变成一个单级，用了不同于309放大器的设计方法。
[0116] 在一方面，开关变换器200的设计充分地解决了前述产生于把两级合并组合成单级的新问题。因此，开关变换器200不再被迫使用一对高度磁耦合电感，这些电感是指位于负载150两边的一对低通滤波器各自的元件。
[0117] 另一方面，开关变换器200的设计使得开关变压器初级侧和次级侧之间能够能量的双向流动。双向能量流动的实现不仅充分地解决了把两级合并组合成单级的新问
题----是指不具回收纯电感负载返回能量的储存及循环通路----而且也进一步地增加了
系统的效率。
题----是指不具回收纯电感负载返回能量的储存及循环通路----而且也进一步地增加了
系统的效率。
[0118] 在另一个方面，开关变压器200的设计使得在输出节点的电压脉冲尖峰被吸收，并使得被吸收的能量能够被储存和循环传递以提供给电源，就此进一步提高了系统的效率。
[0119] 发明通过示例性实施案例进行了描述，本领域技术人员可以做出各种变化，对元件也会做出等效的替代，但这不会偏离发明内容的范围。此外，按照本发明，也可以做出很多修改以适应特定的系统、装置或部分，这没有偏离其实质范围。
[0120] 作为一个案例，尽管本发明公开了一个相移调制方法，作为调制电路203的调制方法，但在不摆脱本发明的精神和范围的前提下，其他调制方法也可以被用于或者取代相移调制。另一个例子，在不摆脱本发明的精神和范围的前提下，电源驱动电路202也可以使用不同的功率驱动计划去得到变压器驱动信号。
[0121] 发明并不限于用于说明发明的特定的实施案例中，而是发明的范围包括落入权利要求保护范围里的所有实施例。
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