马达的控制方法及马达的控制装置
阅读：998发布：2024-02-05
专利汇可以提供马达的控制方法及马达的控制装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供一种 马 达的控制方法及马达的控制装置，所述马达的控制方法包括：取得旋转速度参数的步骤；基于马达的旋转速度与规定的基准速度之间的比较结果，从三相调制方式和两相调制方式中选择 开关 信号 生成方式的步骤；基于目标旋转速度和旋转速度参数，计算相 电压 指令值的步骤；基于相电压指令值，使用已选择的开关信号生成方式生成开关信号的步骤；将开关信号输出至逆变器的步骤。在选择开关信号生成方式的步骤中，当马达的旋转速度大于基准速度时，通过选择两相调制方式，能够减小转换损耗、提升电 力 效率而不会降低启动特性及旋转速度较小时的驱动特性。，下面是马达的控制方法及马达的控制装置专利的具体信息内容。
1.一种马达的控制方法，该马达是通过三相电压型逆变器来驱动的，所述控制方法包括：
a)步骤，获取表示所述马达的旋转速度的旋转速度参数；
b)步骤，在所述a)步骤之后，基于所述旋转速度参数所表示的所述马达的所述旋转速度与规定的基准速度之间的比较结果，从第一方式和第二方式中选择开关信号生成方式；
c)步骤，在所述a)步骤之后，基于目标旋转速度与所述旋转速度参数，计算相电压指令值；
d)步骤，在所述b)步骤及所述c)步骤之后，基于所述相电压指令值，采用所选择的所述开关信号生成方式，生成开关信号；以及
e)步骤，在所述d)步骤之后，将所述开关信号输出至所述逆变器，
所述第一方式是三相调制方式，在该三相调制方式中，基于所述马达的三相中的各相的所述相电压指令值的电压值与载波信号的电压值，计算出与所述三相中的各相对应的所述开关信号的占空比，
所述第二方式是两相调制方式，在该两相调制方式中，基于所述三相中的各相的所述相电压指令值的电压值与所述载波信号的电压值，选择所述开关信号当中的一相，将对应的所述开关信号的占空比固定为接通或断开，并且计算出与其他两相对应的所述开关信号的占空比，
在所述b)步骤中，所述旋转速度大于所述基准速度时，选择所述第二方式，所述a)步骤包括：
a-1)步骤，检测流经设置于所述逆变器的分流电阻的分流电流；
a-2)步骤，基于所述分流电流计算出推定三相电流；
a-3)步骤，将所述推定三相电流变换至αβ固定坐标系，并计算出固定坐标系电流；以及a-4)步骤，将所述固定坐标系电流变换至dq同步旋转坐标系，并计算出作为所述旋转速度参数的旋转坐标系电流，
所述分流电阻是与所述逆变器的三相所共用的地线串联连接的电阻，
在所述a)步骤之后且所述d)步骤之前还具有f)步骤，在所述f)步骤中，根据所述旋转速度参数，比较所述马达的所述旋转速度与规定的阈值速度，基于该比较结果，决定是否在所述d)步骤进行电流修正。
2.根据权利要求1所述的马达的控制方法，其特征在于，
所述c)步骤包括：
c-1)步骤，基于表示所述目标旋转速度的所述dq同步旋转坐标系中的电流指令值和所述旋转坐标系电流，计算出所述dq同步旋转坐标系中的旋转坐标系电压指令值；
c-2)步骤，将所述旋转坐标系电压指令值变换至所述αβ固定坐标系，并计算出固定坐标系电压指令值；以及
c-3)步骤，将所述固定坐标系电压指令值变换为三相，并计算出所述相电压指令值。
3.根据权利要求1所述的马达的控制方法，其特征在于，
所述b)步骤的所述基准速度与所述f)步骤的所述阈值速度相同，所述f)步骤在所述b)步骤之前进行，
基于在所述b)步骤、所述f)步骤中决定的电流修正的有无，从所述第一方式和所述第二方式中选择所述开关信号生成方式。
4.根据权利要求1～3中的任一项所述的马达的控制方法，其特征在于，
所述载波信号为三角波，
所述d)步骤包括：
d-1)步骤，对所述三相中的各相的所述相电压指令值中的每一个分别加上相同的修正信号，计算出修正相电压指令值；以及
d-2)步骤，对所述三相中的各相的所述修正相电压指令值与所述载波信号的电压值进行比较，基于其大小关系，计算出与所述三相中的各相对应的所述开关信号的占空比，在所述第二方式中，将所述修正相电压指令值的所述三相中的各相中的按照所述载波信号的每个周期选择的一个相，固定于与所述载波信号不重叠的电压值。
5.根据权利要求1所述的马达的控制方法，其特征在于，
所述载波信号为三角波，
所述d)步骤包括：
d-1)步骤，对所述三相中的各相的所述相电压指令值中的每一个分别加上相同的修正信号，计算出修正相电压指令值；以及
d-2)步骤，对所述三相中的各相的所述修正相电压指令值与所述载波信号的电压值进行比较，基于其大小关系，计算出与所述三相中的各相对应的所述开关信号的占空比，在所述第二方式中，将所述修正相电压指令值的所述三相中的各相中的按照所述载波信号的每个周期选择的一个相，固定于与所述载波信号不重叠的电压值。
6.一种马达的控制装置，该控制装置向马达提供驱动电流，其特征在于，所述马达的控制装置包括：
旋转速度检测部，其获得表示所述马达的旋转速度的旋转速度参数；
开关信号生成方式决定部，其决定开关信号生成方式；
相电压指令值计算部，其基于目标旋转速度和所述旋转速度参数，计算出相电压指令值；
开关信号生成部，其基于所述开关信号生成方式，生成开关信号；以及
逆变器，其基于所述开关信号，向所述马达输出驱动电流，
所述开关信号生成方式决定部基于所述旋转速度参数所表示的所述马达的所述旋转速度与规定的基准速度之间的比较结果，从第一方式和第二方式中选择所述开关信号生成方式，
所述第一方式是三相调制方式，在该三相调制方式中，基于所述马达的三相中的各相的所述相电压指令值的电压值和载波信号的电压值，计算出与所述三相中的各相对应的所述开关信号的占空比，
所述第二方式是两相调制方式，在该两相调制方式中，基于所述三相中的各相的所述相电压指令值的电压值和所述载波信号的电压值，选择所述开关信号当中的一相，将对应的所述开关信号的占空比固定为接通或断开，且计算出与其他两相对应的所述开关信号的占空比，
所述开关信号生成方式决定部在所述旋转速度大于所述基准速度时，选择所述第二方式，
在获得表示所述马达的旋转速度的旋转速度参数时，
检测流经设置于所述逆变器的分流电阻的分流电流，
基于所述分流电流计算出推定三相电流，
将所述推定三相电流变换至αβ固定坐标系，并计算出固定坐标系电流，将所述固定坐标系电流变换至dq同步旋转坐标系，并计算出作为所述旋转速度参数的旋转坐标系电流，
所述分流电阻是与所述逆变器的三相所共用的地线串联连接的电阻，
根据所述旋转速度参数，比较所述马达的所述旋转速度与规定的阈值速度，基于该比较结果，决定是否在基于所述开关信号生成方式生成开关信号时进行电流修正。
马达的控制方法及马达的控制装置
技术领域
[0001] 本发明涉及一种马达的控制方法及马达的控制装置。
背景技术
[0003] 以往的马达控制装置例如有日本特开平10-248262号公报所记载的。在日本特开平10-248262号公报所记载的马达控制装置中，通过进行使三相电压型逆变器所具有的三对开关元件接通或断开的脉宽调制控制，向马达供给三相驱动电流。
发明内容
[0005] 发明要解决的课题
[0006] 在此类马达控制装置中，作为逆变器的调制方式，公知三相调制方式和两相调制方式这两种调制方式。在三相调制方式中，分别使与马达的三相中的各相对应的三对开关元件接通或断开。并且，在两相调制方式中，在按照规定的每个期间，将三对当中的一对开关元件固定接通或断开的同时，接通或断开其他两对开关元件。
[0007] 由于两相调制方式与三相调制方式相比，转换次数较少，能够降低由转换造成的电力损失和开关元件的温度上升。但是，在两相调制方式中，向马达供给的驱动电流较小时，容易受到外部干扰等影响。由此，驱动电流的波形容易紊乱，有发生过电压或谐波的危险。
[0008] 本发明的目的在于，提供一种能够提升电力效率而不会降低启动特性及旋转速度较小时的驱动特性的马达驱动方法及马达控制装置。
[0009] 解决课题的手段
[0010] 本申请例示的第一发明是马达的控制方法，该马达是通过三相电压型逆变器来驱动的，所述马达的控制方法包括：a)步骤，获取表示所述马达的旋转速度的旋转速度参数；b)步骤，在所述a)步骤之后，基于所述旋转速度参数所表示的所述马达的所述旋转速度与规定的基准速度之间的比较结果，从第一方式和第二方式中选择开关信号生成方式；c)步骤，在所述a)步骤之后，基于目标旋转速度与所述旋转速度参数，计算相电压指令值；d)步骤，在所述b)步骤及所述c)步骤之后，基于所述相电压指令值，采用所选择的所述开关信号生成方式，生成开关信号；以及e)步骤，在所述d)步骤之后，将所述开关信号输出至所述逆变器，所述第一方式是三相调制方式，在该三相调制方式中，基于所述马达的三相中的各相的所述相电压指令值的电压值与载波信号的电压值，计算出与所述三相中的各相对应的所述开关信号的占空比，所述第二方式是两相调制方式，在该两相调制方式中，基于所述三相中的各相的所述相电压指令值的电压值与所述载波信号的电压值，选择所述开关信号当中的一相，将对应的所述开关信号的占空比固定为接通或断开，并且计算出与其他两相对应的所述开关信号的占空比，在所述b)步骤中，所述旋转速度大于所述基准速度时，选择所述第二方式。
[0011] 本申请例示的第二发明是马达的控制装置，该控制装置向马达提供驱动电流，所述马达的控制装置包括：旋转速度检测部，其获得表示所述马达的旋转速度的旋转速度参数；开关信号生成方式决定部，其决定开关信号生成方式；相电压指令值计算部，其基于目标旋转速度和所述旋转速度参数，计算出相电压指令值；开关信号生成部，其基于所述开关信号生成方式，生成开关信号；以及逆变器，其基于所述开关信号，向所述马达输出驱动电流，所述开关信号生成方式决定部基于所述旋转速度参数所表示的所述马达的所述旋转速度与规定的基准速度之间的比较结果，从第一方式和第二方式中选择所述开关信号生成方式，所述第一方式是三相调制方式，在该三相调制方式中，基于所述马达的三相中的各相的所述相电压指令值的电压值和载波信号的电压值，计算出与所述三相中的各相对应的所述开关信号的占空比，所述第二方式是两相调制方式，在该两相调制方式中，基于所述三相中的各相的所述相电压指令值的电压值和所述载波信号的电压值，选择所述开关信号当中的一相，将对应的所述开关信号的占空比固定为接通或断开，且计算出与其他两相对应的所述开关信号的占空比，所述开关信号生成方式决定部在所述旋转速度大于所述基准速度时，选择所述第二方式。
[0012] 发明效果
[0013] 在本申请例示的第一发明及第二发明中，当旋转速度小于基准速度时，采用三相调制方式。另外，当旋转速度大于基准速度且很难受到外界干扰的影响时，采用两相调制方式。由此，能够提升电力效率而不会降低启动特性及旋转速度较小时的驱动特性。附图说明
[0014] 图1是示出第一实施方式的马达控制装置结构的方框图。
[0015] 图2是示出第一实施方式的逆变器结构的电路图。
[0016] 图3是示出第一实施方式的马达控制装置的动作的流程图。
[0017] 图4是示出第一实施方式的马达控制装置的相电压指令值波形的图。
[0018] 图5是示出第一实施方式的马达控制装置的开关信号的示例图。
[0019] 图6是示出第一实施方式的马达控制装置的相电压指令值波形的图。
[0020] 图7是示出第一实施方式的马达控制装置的开关信号的示例图。
[0021] 图8是示出第一实施方式的马达控制装置的电流修正的示例图。
[0022] 图9是示出变形例的马达控制装置的相电压指令值的波形的图。
[0023] 图10是示出变形例的马达控制装置的开关信号的示例图。
[0024] 图11是示出变形例的马达控制装置的结构的方框图。
[0025] 图12是示出变形例的马达控制装置的动作流程图。
[0026] 符号说明
[0027] 1,1A 马达控制装置；
[0028] 2,2A 逆变器；
[0029] 3 交流直流转换器；
[0030] 4,4A 微型控制器；
[0031] 41 相电流推定部；
[0032] 42 克拉克变换部；
[0033] 43 帕克变换部；
[0034] 46,46A 速度控制部；
[0035] 47,47A 电压指令部；
[0036] 48,48A 帕克逆变换部；
[0037] 49,49A 克拉克逆变换部；
[0038] 50 电流修正控制部；
[0039] 51,51A 相电压修正部；
[0040] 52,52A 脉宽调制信号生成部
[0041] 53 载波信号生成部
[0043] 55A 调制方式选择部
[0044] 61,61A 旋转速度检测部
[0045] 62,62A 开关信号生成方式决定部
[0046] 63,63A 相电压指令值计算部
[0047] 64,64A 开关信号生成部
[0048] 9,9A 马达
[0050] Rs 分流电阻
[0051] S2 驱动电流
[0052] S4,S4A 开关信号
[0053] S21 驱动电流
[0054] S40,S40A 目标旋转速度
[0055] S45 旋转速度
[0056] S49,S49A 第一相电压指令值
[0057] S50,S53A 通断信号
[0058] S51 第二相电压指令值
[0059] S54A 转子信息
[0060] S442 转子速度
具体实施方式
[0061] 以下，关于本发明例示的实施方式，参照图进行说明。
[0062] <1.第一实施方式>
[0063] <1-1.装置的结构>
[0064] 首先，参照图1及图2对马达控制装置的结构进行说明。图1是示出马达控制装置1的结构的方框图。图2是示出本实施方式所涉及的马达控制装置1的逆变器2的结构示意的电路图。
[0065] 马达控制装置1是通过向马达9提供驱动电流而控制马达9的驱动的装置。如图1所示，马达控制装置1包括逆变器2、交流直流转换器3以及微型控制器4(以下称为“微控制器4”)。
[0066] 逆变器2按照开关信号S4，向马达9提供驱动电流S2。逆变器2如图2所示，包括电压源Vdc、六个开关元件T、分流电阻Rs以及三个马达接线端子21至23。该逆变器2是所谓的三相电压型逆变器。
[0067] 六个开关元件T包括对应于U相的Tu+、Tu-、对应于V相的Tv+、Tv-以及对应于W相的Tw+、Tw-这三对开关元件。开关元件T分别由晶体管和二极管构成。本实施方式的开关元件T例如可使用绝缘栅双极型晶体管(IGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor)。另外，开关元件T也可使用金属半场效晶体管(MOSFET:Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)等其他种类的开关元件。
[0068] 开关元件Tu+、Tu-串联连接在电压源Vdc与接地点之间。开关元件Tv+、Tv-也串联连接在电压源Vdc与接地点之间。而开关元件Tw+、Tw-也串联连接在电压源Vdc与接地点之间。并且，开关元件Tu+、Tu-、开关元件Tv+、Tv-以及开关元件Tw+、Tw-相互并联连接。
[0069] 以下，将三对开关元件T当中的连接至电压源Vdc侧的开关元件Tu+、Tv+以及Tw+称为上侧开关元件。另外，将三对开关元件T当中的连接至接地侧的开关元件Tu-、Tv-以及Tw-称为下侧开关元件。
[0070] 开关元件Tu+、Tu-、开关元件Tv+、Tv-以及开关元件Tw+、Tw-的接地点侧的连接点与接地点之间连接有三相所共用的分流电阻Rs。即，分流电阻Rs串联连接在逆变器2的三相所共用的接地线上。
[0071] 马达接线端子21至23分别连接在上侧开关元件Tu+与下侧开关元件Tu-之间、上侧开关元件Tv+与下侧开关元件Tv-之间以及上侧开关元件Tw+与下侧开关元件Tw-之间。
[0072] 在驱动马达9时，由后述的微控制器4的脉宽调制信号生成部52输出的开关信号S4被输入至六个开关元件T。具体地说，关于U相、V相以及W相中的各相，由微控制器4分别将一对开关信号SWu+、SWu-、一对开关信号SWv+、SWv-以及一对开关信号SWw+、SWw-输入至一对开关元件Tu+、Tu-、一对开关元件Tv+、Tv-以及一对开关元件Tw+、Tw-。由此，各开关元件Tu+、Tu-、Tv+、Tv-以及Tw+、Tw-的驱动时机改变，驱动电流S21至S23由马达接线端子21至23输出至马达9的U相、V相、W相中的各相。
[0073] 另外，为了简单说明，将开关信号SWu+、SWu-、SWv+、SWv-、SWw+、SWw-汇总表示为开关信号S4，将驱动电流S21至S23汇总表示为驱动电流S2。将开关信号S4中的被输入至上侧开关元件Tu+、Tv+、Tw+的开关信号称为上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+。并且，将开关信号S4中的被输入至下侧开关元件Tu-、Tv-、Tw-的开关信号称为下侧开关信号SWu-、SWv-、SWw-。
[0074] 通过上述结构，马达9的U相、V相、W相的相电流被合计输入至分流电阻Rs。由此，在分流电阻Rs上有分流电流Is流过。在与分流电阻Rs的接地点相反的一侧的端部设置有分流电流检测端子24。分流电流检测端子24被连接至交流直流转换器3。在驱动马达9时，分流电阻Rs承担的分流电压S24由分流电流检测端子24输出至交流直流转换器3。
[0075] 交流直流转换器3将从分流电流检测端子24输出的分流电压S24进行模拟数字转换，且将转换为数字值的数字分流电压S3输出至微控制器4。
[0076] 微控制器4基于由外部输入的目标旋转速度S40和数字分流电压S3，将开关信号S4输出至逆变器2。微型控制器4如图1所示，包括相电流推定部41、克拉克(Clarke)变换部42、帕克(Park)变换部43、相位速度推定部44、旋转角度换算部45、速度控制部46、电压指令部47、帕克逆变换部48、克拉克逆变换部49、电流修正控制部50、相电压修正部51、脉宽调制信号生成部52以及载波信号生成部53。所述各部分的功能通过微控制器4内的中央处理器(CPU：Central Processing Unit)按照程序进行动作而得以实现。
[0077] 相电流推定部41基于由交流直流转换器3输入的数字分流电压S3，计算出推定三相电流S41，并输出至克拉克变换部42。推定三相电流S41包含推定马达9的U相电流的推定U相电流Iu、推定马达9的V相电流的推定V相电流Iv以及推定马达9的W相电流的推定W相电流Iw。
[0078] 克拉克变换部42将推定三相电流S41进行克拉克变换而变换到αβ固定坐标系中，并计算出固定坐标系电流S42，输出至帕克变换部43。固定坐标系电流S42包含α轴系电流Iα以及β轴系电流Iβ。
[0079] 帕克变换部43使用后述的转子位置S441，将固定坐标系电流S42进行帕克变换，变换到dq同步旋转坐标系中，并计算出旋转坐标系电流S43，输出至电压指令部47以及相位速度推定部44。旋转坐标系电流S43包含d轴系电流Id以及q轴系电流Iq。
[0080] 相位速度推定部44基于旋转坐标系电流S43以及后述的旋转坐标系电压指令值S47，计算出转子位置S441和转子速度S442。转子位置S441包含马达9的转子的电角θ。并且，转子速度S442包含马达9的转子的电角的角速度ω。相位速度推定部44将计算出的转子位置S441输出至帕克变换部43和帕克逆变换部48。另外，相位速度推定部44将计算出的转子速度S442输出至旋转角度换算部45和电流修正控制部50。
[0081] 另外，本实施方式的相位速度推定部44基于由帕克变换部43输出的旋转坐标系电流S43以及由电压指令部47输出的旋转坐标系电压指令值S47，计算出转子的电角θ和电角的角速度ω，但本发明不限于此。相位速度推定部44也可以呈如下结构，即基于由克拉克变换部42输出的固定坐标系电流S42以及由帕克逆变换部48输出的固定坐标系电压指令值S48，计算出转子的电角θ和电角的角速度ω。
[0082] 旋转角度换算部45基于转子速度S442计算出旋转速度S45，且输出至速度控制部46。旋转速度S45包含马达9的转子的机械角的角速度ωr。旋转角度换算部45通过用转子速度S442所包含的转子的电角的角速度ω除以转子铁芯的极对数Np，计算出转子的机械角的角速度ωr。
[0083] 速度控制部46基于由外部输入的目标旋转速度S40和旋转速度S45，计算出作为dq同步旋转坐标系的目标电流值的电流指令值S46，且输出至电压指令部47。电流指令值S46包含d轴系电流指令值Idref和q轴系电流指令值Iqref。
[0084] 电压指令部47基于电流指令值S46和旋转坐标系电流S43，计算出旋转坐标系电压指令值S47。即，基于目标旋转速度S40和旋转坐标系电流S43，计算出旋转坐标系电压指令值S47。并且，电压指令部47将旋转坐标系电压指令值S47输出至相位速度推定部44以及帕克逆变换部48。
[0085] 旋转坐标系电压指令值S47包含作为dq同步旋转坐标系的电压指令值的d轴系电压指令值Vd以及q轴系电压指令值Vq。电压指令部47通过基于旋转坐标系电流S43的d轴系电流Id和电流指令值S46的d轴系电流指令值Idref进行比例积分(PI:Proportional Integral)控制,计算出d轴系电压指令值Vd。并且，电压指令部47通过基于旋转坐标系电流S43的q轴系电流Iq和电流指令值S46的q轴系电流指令值Iqref进行比例积分(PI:Proportional Integral)控制，计算出q轴系电压指令值Vq。
[0086] 帕克逆变换部48使用转子位置S441，将旋转坐标系电压指令值S47进行帕克逆变换，变换至αβ固定坐标系中，计算出固定坐标系电压指令值S48，并输出至克拉克逆变换部49。固定坐标系电压指令值S48包含作为αβ固定坐标系的电压指令值的α轴系电压指令值Vα和β轴系电压指令值Vβ。
[0087] 克拉克逆变换部49对固定坐标系电压指令值S48进行克拉克逆变换而变换为三相，计算出第一相电压指令值S49，并输出至相电压修正部51。第一相电压指令值S49包括对应于三相的电压指令值Vu、Vv以及Vw。
[0088] 电流修正控制部50基于对应于规定的基准速度的基准速度参数以及由相位速度推定部44输入的转子速度S442，生成表示是否进行电流修正的通断信号S50，并输出至相电压修正部51和脉宽调制信号生成部52。
[0089] 在此，基准速度参数为对应于转子的角速度ω的参数。电流修正控制部50将输入至电流修正控制部50的转子速度S442所包含的转子的电角的角速度ω作为旋转速度参数，来判断马达9的旋转速度是否大于规定的基准速度。若判断为马达9的旋转速度小于基准速度，则电流修正控制部50将通断信号S50设为用于进行电流修正的接通信号。并且，若判断为马达9的旋转速度大于基准速度，则电流修正控制部50将通断信号S50设为不进行电流修正的断开信号。另外，关于将通断信号S50设为接通信号和断开信号中的哪一种的判断方法，将在后文详细叙述。
[0090] 相电压修正部51基于通断信号S50和第一相电压指令值S49，对第一相电压指令值S49的三相中的各相加上同一修正信号，计算出第二相电压指令值S51。并且，相电压修正部51将第二相电压指令值S51输出至脉宽调制信号生成部52。即，第二相电压指令值S51是修正了第一相电压指令值S49后的修正相电压指令值。
[0091] 通断信号S50为接通信号时，相电压修正部51根据第一相电压指令值S49计算出对应于三相调制方式的第二相电压指令值S51。另外，通断信号S50为断开信号时，相电压修正部51根据第一相电压指令值S49计算出对应于两相调制方式的第二相电压指令值S51。关于三相调制方式和两相调制方式中的第一相电压指令值S49和第二相电压指令值S51的关系，将在后文叙述。
[0092] 脉宽调制信号生成部52基于通断信号S50、第二相电压指令值S51以及后述的载波信号S53生成开关信号S4，并输出至逆变器2。关于脉宽调制信号生成部52的开关信号S4的生成方法，将在后文叙述。
[0093] 载波信号生成部53生成载波信号S53,并输出至脉宽调制信号生成部52。载波信号S53在脉宽调制信号生成部52生成开关信号S4时，是与第二相电压指令值S51相比较的参照信号。在本实施方式中，载波信号S53为三角波。
[0094] 因此，在本实施方式中，旋转速度检测部61取得转子速度S442，该转子速度S442成为表示马达9的旋转速度的旋转速度参数，该旋转速度检测部61由交流直流转换器3与微控制器4的相电流推定部41、克拉克变换部42、帕克变换部43以及相位速度推定部44构成。并且，决定开关信号生成方式的开关信号生成方式决定部62由微控制器4的电流修正控制部50构成。
[0095] 并且，基于目标旋转速度S40和作为旋转速度参数的转子速度S442计算出第一相电压指令值S49的相电压指令值计算部63，由微控制器4的速度控制部46、电压指令部47、帕克逆变换部48以及克拉克逆变换部49构成。并且，基于开关信号生成方式决定部62所决定的开关信号生成方式来生成开关信号S4的开关信号生成部64，由微控制器4的相电压修正部51以及脉宽调制信号生成部52构成。
[0096] <1-2.装置的动作>
[0097] 接下来，参照图3对马达控制装置1的动作进行说明。图3是示出马达控制装置1的动作的流程图。在使用本实施方式的马达控制装置1的马达9的控制方法中，通过以下步骤，按照马达9的旋转速度，使用三相调制方式以及两相调制方式这两种方法生成开关信号，并且选择有无电流修正。
[0098] 首先，马达控制装置1检测流经逆变器2的分流电阻Rs的分流电流Is(步骤ST101)。具体地说，由逆变器2的分流电流检测端子24检测出的分流电压S24在交流直流转换器3中，被变换为数字分流电压S3。并且，数字分流电压S3由交流直流转换器3输出至微控制器4的相电流推定部41。
[0099] 其次，在相电流推定部41中，基于数字分流电压S3计算出推定三相电流S41即推定三相电流Iu、Iv、以及Iw(步骤ST102)。
[0100] 并且，通过将推定三相电流Iu、Iv、Iw经由克拉克变换部42以及帕克变换部43而变换至dq同步旋转坐标系，计算出旋转坐标系电流S43(步骤ST103)。即，步骤ST103包括：将推定三相电流Iu、Iv、Iw变换至αβ固定坐标系并计算出固定坐标系电流Iα和Iβ的步骤；以及将固定坐标系电流Iα和Iβ变换至dq同步旋转坐标系并计算出旋转坐标系电流Id和Iq的步骤。并且，包含旋转坐标系电流Id和Iq的旋转坐标系电流S43被输出至电压指令部47以及相位速度推定部44。
[0101] 并且，在步骤ST103中，在相位速度推定部44计算出马达9的转子的电角θ和转子的电角的角速度ω。由此，计算出作为旋转速度参数的转子的电角的角速度ω。并且，转子位置S441被输出至帕克变换部43以及帕克逆变换部48，转子速度S442被输出至旋转角度换算部45以及电流修正控制部50。旋转角度换算部45将转子速度S442从电角的角速度ω换算成机械角的角速度ωr，输出至速度控制部46作为旋转速度S45。
[0102] 另外，速度控制部46基于由外部输入的目标旋转速度S40和旋转速度S45，计算出电流指令值S46。由此，取得d轴系电流指令值Idref以及q轴系电流指令值Iqref(步骤ST104)。即，dq旋转坐标系中的电流指令值Idref、Iqref是表示目标旋转速度S40的参数。另外，步骤ST104可以在步骤ST101至ST103之前进行，也可以与步骤ST101至ST103同时进行。
[0103] 接下来，电压指令部47基于旋转坐标系电流Id、Iq以及电流指令值Idref、Iqref，计算出电压指令值Vd和Vq(步骤ST105)。
[0104] 在步骤ST105中，通过比例积分(PI:Proportional Integral)控制进行电压指令值Vd和Vq的计算。所谓的比例积分(PI:Proportional Integral)控制是组合比例控制(P控制)与积分控制(I控制)来进行的控制方法，其中，在所述比例控制(P控制)中，根据理想值和实测值之差进行增幅控制，在所述积分控制(I控制)中，根据理想值和实测值之差的积分值进行增幅控制。由此，根据d轴系旋转坐标系电流Id与d轴系电流指令值Idref之差求得d轴系电压指令值Vd，根据q轴系旋转坐标系电流Iq与q轴系电流指令值Iqref之差求得q轴系电压指令值Vq。
[0105] 另外，也可以用比例积分(PI:Proportional Integral)控制以外的控制方法进行电压指令值Vd与Vq的计算。例如，可以用P控制、PD控制、PID控制等其他的控制方法计算出电压指令值Vd和Vq。
[0106] 如此，在步骤ST103中，通过将推定了流经马达9的各相的相电流后的推定相电流Iu、Iv以及Iw变换至dq同步旋转坐标系，能够使用在步骤ST105中可以看做是直流电流的旋转坐标系电流Id和Iq进行控制。因此，由于能够通过表示转矩特性的q轴系和表示磁通特性的d轴系来对马达9进行控制，因此，能够在不采用复杂的控制方法的情况下对旋转速度和转矩这两个特性进行控制。
[0107] 其后，通过将电压指令值Vd、Vq经由帕克逆变换部48和克拉克逆变换部49变换至坐标系，计算出第一相电压指令值Vu、Vv和Vw(步骤ST106)。即，步骤ST106包括：将作为旋转坐标系电压指令值的电压指令值Vd和Vq变换至αβ固定坐标系而计算出固定坐标系电压指令值Vα和Vβ的步骤；以及将固定坐标系电压指令值Vα和Vβ变换为三相而计算出第一相电压指令值Vu、Vv以及Vw的步骤。
[0108] 因此，在步骤ST104至步骤ST106中，基于目标旋转速度S40和转子速度S442，计算出第一相电压指令值Vu、Vv以及Vw。
[0109] 在此，电流修正控制部50基于规定的基准速度以及由帕克变换部43输入的转子速度S442，来判断是否进行电流修正(步骤ST107至步骤ST109)。另外，在本实施方式中，同时进行是否进行电流修正的判断以及从三相调制方式和两相调制方式中选择开关信号生成方式的判断。在本实施方式中，当电流修正为“开(ON)”时，选择三相调制方式作为开关信号生成方式。并且，当电流修正为“关(OFF)”时，选择两相调制方式作为开关信号生成方式。
[0110] 首先，判断电流修正是否为“开”(步骤ST107)。即，判断通断信号S50是否为接通信号。在实际状况中，当通断信号S50为接通信号时，前进至步骤ST108。另外，在实际状况中，当通断信号S50为断开信号时，前进至步骤ST109。
[0111] 在步骤ST108中，判断驱动时间Tm是否大于等于规定的阈值时间Tt，以及判断马达9的旋转速度是否大于等于关(OFF)速度。此时，基于转子的电角的角速度ω和关(OFF)速度，判断马达9的旋转速度是否为关(OFF)速度以上。
[0112] 在步骤ST108中，驱动时间Tm大于等于阈值时间Tt，且当马达9的旋转速度大于等于关(OFF)速度时，前进至步骤ST110.并且，将电流修正由“开”变更为“关”(步骤ST110)。再且，将开关信号生成方式变更为两相调制方式(步骤ST111)。在本实施方式中，步骤ST110以及步骤ST111通过以下处理而得以实现：电流修正控制部50将通断信号S50从接通信号切换为断开信号，并输出至相电压修正部51和脉宽调制信号生成部52。
[0113] 并且，在步骤ST108中，当驱动时间Tm小于阈值时间Tt或马达9的旋转速度小于关速度时，电流修正为“开”，且开关信号生成方式仍保持三相调制方式不变，前进至步骤ST114。即，电流修正控制部50仍保持通断信号S50为接通信号的状态而继续输出。
[0114] 另外，在步骤ST109中，判断马达9的旋转速度是否小于等于开(ON)速度。此时，基于转子的电角的角速度ω和开(ON)速度，来判断马达9的旋转速度是否小于等于开(ON)速度。
[0115] 在步骤ST109中，当马达9的旋转速度小于等于开(ON)速度时，前进至步骤ST112。并且，将电流修正从“关”变更为“开”(步骤ST112)。另外，将开关信号生成方式变更为三相调制方式(步骤ST113)。在本实施方式中，步骤ST112以及步骤ST113通过以下处理而得以实现：电流修正控制部50将通断信号S50由断开信号切换为接通信号，并输出至相电压修正部
51和脉宽调制信号生成部52。
51和脉宽调制信号生成部52。
[0116] 并且，在步骤ST109中，当马达9的旋转速度大于开(ON)速度时，电流修正为“关”，且开关信号生成方式仍保持两相调制方式不变，前进至步骤ST114。即，电流修正控制部50仍保持通断信号S50为断开信号的状态而继续输出。
[0117] 因此，在本实施方式中，关(OFF)速度与开(ON)速度不相同，其中，关(OFF)速度是电流修正由“开”转移至“关”的基准速度，开(ON)速度是电流修正由“关”转移至“开”的基准速度。此外，在本实施方式中，关(OFF)速度比开(ON)速度大。另外，在本实施方式中，作为是否进行电流修正的判断基准，不仅要考虑马达9的转子的旋转速度，也要考虑马达9开始旋转之后的驱动时间。
[0118] 但是，成为进行电流修正的基准的基准速度也可以是开(ON)速度和关(OFF)速度成为相同速度的单一的基准速度。但是，若基准速度是单一的，则马达9的旋转速度在该基准速度附近反复增减时，电流修正的开(ON)和关(OFF)可能在短时间内重复。即，马达9有可能在短时间内重复振动。因此，如本实施方式，优选设置开(ON)速度和关(OFF)速度这两个基准速度来设定迟滞作用。
[0119] 另外，在本实施方式中，在步骤ST108和步骤ST109中，作为基准速度的开(ON)速度和关(OFF)速度已预先设定，但本发明不限于此。也可以设为能够通过从外部向微控制器4输入基准速度来变更基准速度。
[0120] 并且，在相电压修正部51以及脉宽调制信号生成部52中，通过由步骤ST107至步骤ST113设定的开关信号生成方式，生成开关信号S4并输出至逆变器2(步骤ST114)。另外，在步骤ST114中，电流修正为“开”时，在脉宽调制信号生成部52进行开关信号S4的修正。关于步骤ST114中的各信号的值，将在后文详细叙述。
[0121] 因此，在本实施方式中，是否进行电流修正的判断以及从三相调制方式和两相调制方式中选择开关信号生成方法的判断，使用相同的基准速度来进行。在切换电流修正的开(ON)/关(OFF)时、以及在切换开关信号生成方法的三相调制方式/两相调制方式时，无论在哪种情况下，马达的电流波形都可能出现紊乱而产生马达的振动。在本实施方式中，通过同时进行电流修正的开(ON)/关(OFF)切换以及三相调制方式/两相调制方式的切换，能够减少马达9产生振动的次数。
[0122] <1-3.开关信号生成方式>
[0123] 接下来，参照图4至图7对具体的开关信号生成方式进行说明。图4是示出马达控制装置1的三相调制方式的相电压指令值波形的图。图5是示出马达控制装置1的三相调制方式的开关信号的示例图。图6是示出马达控制装置1的两相调制方式的相电压指令值波形的图。图7是示出马达控制装置1的两相调制方式的开关信号的示例图。
[0124] 另外，在图4和图6中，(a)示出第一相电压指令值S49的Vu、Vv、Vw，(b)示出修正信号ΔV，(c)示出第二相电压指令值S51的Vu’、Vv’、Vw’。并且，在图5和图7中，(a)示出载波信号S53和第二相电压指令值S51的Vu’、Vv’、Vw’，(b)示出开关信号S4的上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+。
[0125] 首先，关于三相调制方式的开关信号生成方式进行说明。三相调制方式是本发明的第一方式的开关信号生成方式。在本实施方式中，通过将相电压修正部51计算出的修正信号ΔV作为三相调制方式用的ΔV1或两相调制方式用的ΔV2，切换开关信号生成方式。相电压修正部51在由电流修正控制部50输入的通断信号S50为接通信号时，将修正信号ΔV作为三相调制方式用的ΔV1。并且，相电压修正部51在通断信号S50为断开信号时，将修正信号ΔV作为两相调制方式用的ΔV2。
[0126] 如图4的(a)所示，克拉克逆变换部49计算出的第一相电压指令值Vu、Vv、Vw是相互具有1/3周期的相位差的正弦波。相电压修正部51中根据第一相电压指令值Vu、Vv、Vw计算出修正信号ΔV，将修正信号ΔV加到第一相电压指令值Vu、Vv、Vw中而生成第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’。
[0127] 在本实施方式的三相调制方式中，修正信号ΔV为ΔV1＝-1/2*(Vmax+Vmin)。另外，Vmax是Vu、Vv、Vw中电压值最大的电压，Vmin是Vu、Vv、Vw中电压值最小的电压。由此，三相调制方式的修正信号ΔV1如图4的(b)所示，为近似于三角波的波形。
[0128] 并且，通过将第一相电压指令值Vu、Vv、Vw分别与修正信号ΔV相加，如图4的(c)所示，成为Vu’＝Vu+ΔV1、Vv’＝Vv+ΔV1、Vw’＝Vw+ΔV1的第两相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’被生成，被输出至脉宽调制信号生成部52。
[0129] 因此，在本实施方式中，基于将第一相电压指令值Vu、Vv、Vw分别与相同的修正信号ΔV相加而得到的第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’，生成开关信号S4。将输入至脉宽调制信号生成部52的相电压指令值作为第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’时的U-V之间、V-W之间、W-U之间的线电压，与将输入至脉宽调制信号生成部52的相电压指令值作为第一相电压指令值Vu、Vv、Vw时的各线电压相同。通过如此修正相电压指令值，能够提升电压的利用率而不会对施加在马达9上的线电压产生影响。
[0130] 其次，关于脉宽调制信号生成部52的开关信号生成方法进行说明。另外，在此，不加以考虑电流修正，对无电流修正的状态进行说明。关于电流修正，将在后文叙述。
[0131] 图5示出的是脉宽调制信号生成部52的控制周期的一周期。如图5的(a)所示，脉宽调制信号生成部52在每个控制周期，将第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’的电压值与载波信号S53的电压值进行比较，基于其的大小关系，计算出与马达9的三相中的各相对应的开关信号S4的占空比。
[0132] 如图5所示，在开关信号S4当中，与马达9的U相对应的上侧开关信号SWu+在对应于U相的第二相电压指令值Vu’的值大于载波信号S53的期间为接通状态，在第二相电压指令值Vu’的值小于等于载波信号S53的期间为断开状态(电压为零)。与马达9的V相以及W相对应的上侧开关信号SWv+、SWw+也同样，在第二相电压指令值Vv’、Vw’的值大于载波信号S53的期间为接通状态，在第二相电压指令值Vv’、Vw’的值小于等于载波信号S53的期间为断开状态(电压为零)。由此，脉宽调制信号生成部52生成开关信号S4的上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+。
[0133] 并且，开关信号S4中的下侧开关信号SWu-、SWv-、SWw-基本上分别是将与其成对的上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+反转而得到的信号。即，上侧开关信号SWu+为接通状态时，下侧开关信号SWu-为断开状态，上侧开关信号SWu+为断开状态时，下侧开关信号SWu-为接通状态。上侧开关信号SWv+为接通状态时，下侧开关信号SWv-为断开状态，上侧开关信号SWv+为断开状态时，下侧开关信号SWv-为接通状态。上侧开关信号SWw+为接通状态时，下侧开关信号SWw-为断开状态，上侧开关信号SWw+为断开状态时，下侧开关信号SWw-为接通状态。
[0134] 另外，如果同时切换上侧开关信号SWu+和下侧开关信号SWu-、上侧开关信号SWv+和下侧开关信号SWv-、上侧开关信号SWw+和下侧开关信号SWw-的通断，则可能会有贯通电流流过而引起直流电源短路，因此，下侧开关信号SWu-、SWv-、SWw-分别成为在将上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+反转而得到的信号上附加短路防止时间后的波形。
[0135] 接下来，关于两相调制方式的开关信号生成方式进行说明。两相调制方式为本发明的第二方式的开关信号生成方式。如图6的(a)所示，两相调制方式时输入至相电压修正部51的第一相电压指令值Vu、Vv、Vw为与图4的(a)所示的三相调制方式时相同的电压信号。
[0136] 在本实施方式的两相调制方式中，修正信号ΔV为ΔV2＝-1/2*Vdc-Vmin。另外，Vmin是Vu、Vv、Vw中电压值最小的电压。由此，两相调制方式的修正信号ΔV2为图6的(b)所示的波形。
[0137] 并且，通过将第一相电压指令值Vu、Vv、Vw分别与修正信号ΔV2相加，成为Vu’＝Vu+ΔV2、Vv’＝Vv+ΔV2、Vw’＝Vw+ΔV2的第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’被生成，被输出至脉宽调制信号生成部52。在本实施方式的两相调制方式中，如图6的(c)所示，关于第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’，在每1/3周期，有选择地将任一个相的电压值固定于-1/2*Vdc。
[0138] 其次，对脉宽调制信号生成部52的开关信号生成方法进行说明。另外，在此，与上述的三相调制方式相同，不加以考虑电流修正，对无电流修正的状态进行说明。
[0139] 图7与图5相同，示出脉宽调制信号生成部52的控制周期的一个周期。如图7的(a)所示，脉宽调制信号生成部52按照每个控制周期，将第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’的电压值与载波信号S53的电压值进行比较，基于其的大小关系，计算出与马达9的三相中的各相对应的开关信号S4的占空比。
[0140] 图7示出的是第二相电压指令值S51当中、对应于W相的Vw’被固定于-1/2*Vdc的期间中的一个控制周期。在开关信号S4当中，对应于U相以及V相的上侧开关信号SWu+、SWv+在第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’的值大于载波信号S53的期间为接通状态，在第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’的值小于等于载波信号S53的期间为断开状态(电压为零)。另外，第二相电压指令值Vw’在该控制期间中一直为载波信号S53以下，固定于与载波信号S53不相重叠的电压值。由此，在开关信号S4当中，对应于W相的上侧开关信号SWw+在该控制期间中一直为断开状态(电压为零)。
[0141] 并且，在开关信号S4当中，下侧开关信号SWu-、SWv-、SWw-如前文所述，分别成为在将上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+反转而得到的信号上附加短路防止时间后的波形。在图7的示例中，由于在该控制期间中，开关信号SWw+一直为断开状态(电压为零)，因此与其成对的开关信号SWw-一直为接通状态。
[0142] 因此，在二相调制方式中，选择三相中的一个相，将对应的一对开关信号的占空比固定于接通或断开的状态。并且，计算出对应于其他两相的开关信号的占空比。
[0143] 另外，在本实施方式中，脉宽调制信号生成部52的控制周期与载波信号S53的控制周期相同，但本发明不限于此。也可以设定载波信号S53的周期，使得脉宽调制信号生成部52的控制周期与载波信号S53的周期的整数倍相同。
[0144] 在两相调制方式中，马达9的旋转速度很小且接近于零时，受外部干扰的影响，相电压的波形容易紊乱，容易发生过电压或谐波。因此，马达9的旋转速度较小时，特别是在启动时，优选通过三相调制方式而非两相调制方式来驱动马达9。
[0145] 另外，在两相调制方式中，与三相调制方式相比，逆变器2整体的转换次数约大幅度降低为2/3倍。由此，由转换造成的电力损失降低，马达控制装置1的电力效率提升。
[0146] 因此，在本发明中，如前文所述，马达9的旋转速度小于基准速度时，使用三相调制方式，马达9的旋转速度大于基准速度时，使用两相调制方式。由此，能够提升电力效率而不会降低启动特性及旋转速度较小时的驱动特性。
[0147] <1-4.电流修正>
[0148] 接下来，参照图5及图8对电流修正进行说明。图8是示出本实施方式的马达控制装置1的电流修正的示例图。在图8中，(a)示出的是载波信号S53和第二相电压指令值S51的Vu’、Vv’、Vw’，(b)示出的是无电流修正时的上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+，(c)示出的是电流修正后的上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+。
[0149] 在本实施方式中，如前文所述，使用一分流方式的逆变器2。一分流方式的逆变器2比分流电阻分别连接于三相的三分流方式和二电流传感器方式廉价且紧凑。
[0150] 在一分流方式中，流过马达9的三相的相电流被输入至一个分流电阻Rs。因此，为了在一分流方式中推定流过马达9的相电流，在一个控制周期中，在两个地方测量分流电流Is，推定三相的相电流。
[0151] 在一个控制周期中，分流电流Is的测量要在以下两个期间进行两次，其中，所述两个期间为：三相当中的一个相的上侧开关元件T接通且下侧开关元件T断开，剩下的两个相的上侧开关元件T断开且下侧开关元件T接通的期间；以及三相当中的两个相的开关元件T接通且下侧开关元件T断开，剩下一个相的上侧开关元件T断开且下侧开关元件T接通的期间。
[0152] 图5的(b)的最下段表示的是分流电流Is的测量时序。在图5的示例中，由于Vu’＞Vv’＞Vw’，因此对应的上侧开关信号按照SWu+、SWv+、SWw+的顺序呈接通状态的期间较长。因此，第一次的分流电流Is的测量在SWu+接通且SWu-断开，SWv+、SWw+断开且SWv-、SWw-接通的期间进行。并且，第二次的分流电流Is的测量在SWu+、SWv+接通且SWu-、SWv-断开，SWw+断开且SWw-接通的期间进行。
[0153] 如图5的例子所示，Vu’＞Vv’＞Vw’时，将第一次测量的分流电流设为Is1，将第二次测量的分流电流设为Is2，推定相电流S41的Iu、Iv、Iw分别能够根据Iu＝Is1、Iv＝Is2-Is1、Iw＝Is2来算出。
[0154] 上侧开关元件Tu+、Tv+、Tw+由断开切换至接通时，下侧开关元件Tu-、Tv-、Tw-由接通至断开的切换在上侧开关元件Tu+、Tv+、Tw+切换至接通状态后经过了短路防止时间之后进行。因此，如图5的(b)所示，上侧开关信号SWu+接通，经过了短路防止时间之后，对采样需要在足够的期间内进行第一次分流电流Is的测量。同样，上侧开关信号SWv+接通，经过了短路防止时间之后，对采样需要在足够的期间内进行第二次分流电流Is的测量。
[0155] 因此，如图8所示，在第二相电压指令值S51中的Vu’和Vv’的值互相近似的控制期间内，从上侧开关信号SWu+接通后到上侧开关信号SWv+接通为止的期间较短。于是，如图8的(b)所示，在第一次的分流电流Is的测量期间中，上侧开关信号SWv+变为接通状态，不能正确测量分流电流Is。
[0156] 因此，通过进行电流修正，正确地测量分流电流Is。如图8的(c)所示，如果上侧开关信号SWv+变为接通状态的期间如实线箭头所示稍有延迟，则在第一次的分流电流Is的测量期间中，上侧开关信号SWv+变为接通状态的期间不重叠。另外，此时，下侧开关信号SWv-也与上侧开关信号SWv+相同，延迟变为断开状态的期间。因此，通过进行如下的电流修正，能够正确地测量分流电流Is，其中，上述电流修正调整开关信号S4的三组信号当中的一组或两组信号的通断的切换时机。
[0157] 因此，在一分流方式中，由于在一个控制期间中使用输出不相同的两个点测量分流电流Is，因此分流电流Is的测量时机受限。马达9的旋转速度为低速时，由于不能测量分流电流Is时机变长，因此产生了电流修正的需要。因此，在实施方式中，如前文所述，在马达9的旋转速度小于基准速度时，进行电流修正。由此，即使马达9的旋转速度较小时，也能够正确地计算出推定三相电流S41。
[0158] <2.变形例>
[0159] 以上，对本发明例示的实施方式进行了说明，但本发明不限于上述的实施方式。
[0160] <2-1.两相调制方式的变化>
[0161] 图9是示出一变形例所涉及的马达控制装置的两相调制方式的开关信号的示例图。图10是示出图9例示的马达控制装置的两相调制方式的开关信号的示例图。
[0162] 在图9中，(a)示出第一相电压指令值S49的Vu、Vv、Vw，(b)示出修正信号ΔV，(c)示出第二相电压指令值S51的Vu’、Vv’、Vw’。并且，在图10中，(a)示出载波信号S53与第二相电压指令值S51的Vu’、Vv’、Vw’，(b)示出开关信号S4的上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+。
[0163] 在上述实施方式中，在两相调制方式中，在每1/3周期，有选择地将第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’中的任一相的电压值固定于-1/2*Vdc。由此，开关信号S4当中的对应于该一相的上侧开关信号，在一个控制周期的期间一直为断开(电压为零)状态，对应于这一个相的下侧开关信号在一个控制周期的期间一直为接通状态，但本发明不限于此。
[0164] 在两相调制方式中，在每1/3周期，也可以有选择地将第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’中的任一相的电压值固定于+1/2*Vdc。此时，开关信号S4当中的对应于该一个相的上侧开关信号，在一个控制周期的期间一直为接通状态，对应于该一个相的下侧开关信号在一个控制周期的期间一直为断开状态(电压为零)。
[0165] 图9例示的两相调制方式中，修正信号ΔV为ΔV3＝1/2*Vdc-Vmax。另外，Vmax是Vu、Vv、Vw当中电压值最大的值。由此，两相调制方式的修正信号ΔV3为图9的(b)所示的波形。
[0166] 并且，通过对第一相电压指令值Vu、Vv、Vw中的每一个分别加上修正信号ΔV3，成为Vu’＝Vu+ΔV3、Vv’＝Vv+ΔV3、Vw’＝Vw+ΔV3的第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’被生成。在图9例示的两相调制方式中，如图9的(c)所示，在每1/3周期，有选择地将第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’中的任一相的电压值固定于+1/2*Vdc。
[0167] 接下来，关于图9例示的开关信号生成方法，参照图10进行说明。另外，在此，不加以考虑电流修正，对无电流修正的状态进行说明。
[0168] 图10示出的是脉宽调制信号生成部52的控制周期的一周期。如图10的(a)所示，脉宽调制信号生成部52在每个控制周期，对第二相电压指令值Vu’、Vv’、Vw’的电压值和载波信号S53的电压值进行比较，基于其的大小关系，计算出与马达9的三相中的各相对应的开关信号S4的占空比。
[0169] 在图10中，示出了与第二相电压指令值S51当中的U相对应的Vu’被固定于+1/2*Vdc的期间中的一个控制周期。开关信号S4中，对应于V相以及W相的上侧开关信号SWv+、SWw+在第二相电压指令值Vv’、Vw’的值大于载波信号S53的期间为接通状态，在第二相电压指令值Vv’、Vw’小于等于载波信号S53的期间为断开(电压为零)状态。另外，第二相电压指令值Vu’在该控制期间中一直大于等于载波信号S53,被固定于与载波信号S53不相重叠的电压值。由此，开关信号S4当中，对应于U相的上侧开关信号SWu+在该控制期间中一直为接通状态。
[0170] 并且，开关信号S4当中的下侧开关信号SWu-、SWv-、SWw-如前文所述，分别成为在将上侧开关信号SWu+、SWv+、SWw+反转而得到的信号上附加短路防止时间后的波形。在图10的例示中，由于该控制期间中的开关信号SWu+一直为接通状态，与其成对的开关信号SWu-一直为断开(电压为零)状态。
[0171] 因此，关于与三相中的一相对应的一对开关信号S4的占空比，可以是，上侧开关信号的占空比被固定为接通状态，下侧开关信号的占空比被固定为断开状态。
[0172] <2-2.具有传感器的马达>
[0173] 图11是示出其他变形例所涉及的马达控制装置1A的结构的方框图。图12是示出图11所例示的马达控制装置1A的动作的流程图。该马达控制装置1A是驱动具有检测转子位置的位置传感器91A的马达9A的驱动装置。以下，关于马达控制装置1A的动作，参照图11及图
12进行说明。
12进行说明。
[0174] 首先，马达9A的位置传感器91A进行检测(步骤ST201)。马达9A的位置传感器91A例如由多个霍尔传感器构成。位置传感器91A在马达9A的多个位置，检测出转子的旋转所伴随的感应电压的波形。另外，作为位置传感器91A，也可以使用编码器或旋变器等。
[0175] 并且，在步骤ST201中，设置于逆变器2A与马达9A之间的电流传感器20A检测出从逆变器2A供给至马达9A的驱动电流S2A，取得检测电流S20A。并且，电流传感器20A将检测出的检测电流S20A输出至克拉克变换部42A。检测电流S20A包含了检测三相电流Iud、Ivd、Iwd。
[0176] 其次，通过将检测三相电流经由克拉克变换部42A以及帕克变换部43A变换到dq同步旋转坐标系，计算出旋转坐标系电流S43A(步骤ST202)。即，步骤ST203包括：将检测三相电流Iud、Ivd、Iwd变换到αβ固定坐标系，计算出固定坐标系电流Iα、Iβ的步骤；以及将固定坐标系电流Iα、Iβ变换到dq同步旋转坐标系，计算出旋转坐标系电流Id、Iq的步骤。并且，包括旋转坐标系电流Id、Iq的旋转坐标系电流S43被输出至电压指令部47A。
[0177] 并且，在步骤ST202中，若位置传感器91A向微型控制器4A的转子位置推定部54A输出感应电压信息S91A，转子位置推定部54A会基于感应电压信息S91A，计算出转子的机械角的角度ωr和转子的电角θ。此时，转子的相位被表示为转子的电角θ。并且，在图11和图12的示例中，转子的机械角的角速度ωr成为旋转速度参数。并且，转子位置推定部54A将包含转子的机械角的角速度ωr在内的转子信息S54A输出至速度控制部46A、调制方式选择部53A以及电流矢量控制部55A。
[0178] 并且，速度控制部46A基于由外部输入的目标旋转速度S40A和转子信息S54A包含的转子的机械角的角速度ωr，计算出q轴系电流指令值Iqref。并且，速度控制部46A将包含q轴系电流指令值Iqref的第一电流指令值S46A输出至电压指令部47A和电流矢量控制部55A。
[0179] 电流矢量控制部55A基于第一电流指令值S46A包含的q轴系电流指令值Iqref以及转子信息S54A包含的转子的机械角的角速度ωr和电角θ，计算出d轴系电流指令值Idref。并且，电流矢量控制部55A将包含d轴系电流指令值Idref的第二电流指令值S55A输出至电压指令部47A(步骤ST203)。
[0180] 接下来，电压指令部47A基于旋转坐标系电流Id、Iq和电流指令值Idref、Iqref，计算出dq同步旋转坐标系的电压指令值Vd、Vq(步骤ST204)。电压指令值Vd、Vq的计算例如通过PI控制来进行。
[0181] 之后，通过经由帕克逆变换部48A以及克拉克逆变换部49A对电压指令值Vd、Vq变换坐标系，计算出第一相电压指令值Vu，Vv，Vw(步骤ST205)。即，步骤ST205包括：将作为旋转坐标系电压指令值的电压指令值Vd、Vq变换到αβ固定坐标系，计算出固定坐标系电压指令值Vα、Vβ的步骤；以及将固定坐标系电压指令值Vα、Vβ变换为三相，计算出第一相电压指令值Vu、Vv、Vw的步骤。并且，克拉克逆变换部49A将包含第一相电压指令值Vu、Vv、Vw的第一相电压指令值S49A输出至相电压修正部51A。
[0182] 因此，在步骤ST203至步骤ST205中，基于目标旋转速度S40A和转子信息S54A包含的转子的机械角的角速度ωr，计算出第一相电压指令值Vu、Vv、Vw。
[0183] 在此，调制方式选择部53A基于规定的基准速度以及由转子位置推定部54A输入的转子信息S54A,决定开关信号的生成方式(步骤ST206至ST208)。调制方式选择部53A在选择三相调制方式作为开关信号生成方式时，输出接通信号作为通断信号S53A。另外，调制方式选择部53A在选择两相调制方式作为开关信号生成方式时，输出断开信号作为通断信号S53A。
[0184] 首先，判断现状的开关信号生成方式是否为三相调制方式(步骤ST206)。即，判断通断信号S53A是否为接通信号。在现状中，通断信号S53A为接通信号时，前进至步骤ST207。另外，在现状中，通断信号S53A为断开信号时，前进至步骤ST208。
[0185] 在步骤ST207中，判断驱动时间Tm是否为规定的阈值时间Tt以上，以及马达9A的旋转速度是否为第一速度以上。此时，基于转子信息S54A包含的转子的机械角的角速度ωr和第一速度，判断马达9A的旋转速度是否为第一速度以上。
[0186] 在步骤ST207中，驱动时间Tm为阈值时间Tt以上，且马达9A的旋转速度为第一速度以上时，前进至步骤ST209。并且，将开关信号生成方式变更为两相调制方式(步骤ST209)。在图11和图12的示例中，步骤ST209通过以下处理而得以实现：调制方式选择部53A将通断信号S53A从接通信号切换至断开信号，并输出至相电压修正部51A以及脉宽调制信号生成部52A。
[0187] 并且，在步骤ST207中，驱动时间Tm小于阈值时间Tt时，或者马达9A的旋转速度小于第一速度时，开关信号生成方式仍以三相调制方式的状态前进至步骤ST211。即，调制方式选择部53A将通断信号S53A保持为接通信号而继续输出。
[0188] 另外，在步骤ST208中，判断马达9A的旋转速度是否为第二速度以下。此时，基于转子信息S54A包含的转子的机械角的角速度ωr和第二速度，判断马达9A的旋转速度是否为第二速度以下。
[0189] 在步骤ST208中，当马达9A的旋转速度为第二速度以下时，前进至步骤ST210。并且，将开关信号生成方式变更为三相调制方式(步骤ST210)。在图11和图12的示例中，步骤ST210通过以下处理而得以实现：调制方式选择部53A将通断信号S53A从断开信号切换至接通信号，并输出至相电压修正部51A以及脉宽调制信号生成部52A。
[0190] 并且，在步骤ST208中，马达9A的旋转速度大于第二速度时，开关信号生成方式仍以三相调制方式的状态前进至步骤ST211。即，调制方式选择部53A将通断信号S53A保持为断开信号而继续输出。
[0191] 因此，在图11和图12的示例中，第一速度与第二速度不同，其中，第一速度是开关信号生成方式由三相调制方式切换至两相调制方式的基准速度，第二速度是开关信号生成方式由两相调制方式切换至三相调制方式的基准速度。另外，在图11和图12的示例中，第一速度大于第二速度。并且，在图11和图12的示例中，作为将开关信号生成方式设为三相调制方式还是设为两相调制方式的判断基准，不仅要考虑马达9A的转子旋转速度，也要考虑马达9A开始旋转之后的驱动时间。
[0192] 并且，在相电压修正部51A以及脉宽调制信号生成部52A中，通过由步骤ST206至步骤ST210设定的开关信号生成方式，生成开关信号S4A并输出至逆变器2A(步骤ST211)。
[0193] 因此，在图11和图12的示例中，通过位置传感器91A和微型控制器4A的转子位置推定部54A构成旋转速度检测部61A，该旋转速度检测部61A取得转子的机械角的角速度ωr，该角速度ωr是表示马达9A的旋转速度的旋转速度参数。并且，通过微型控制器4A的调制方式选择部53A构成决定开关信号生成方式的开关信号生成方式决定部62A。
[0194] 并且，通过微型控制器4A的速度控制部46A、电压指令部47A、帕克逆变换部48A、克拉克逆变换部49A以及电流矢量控制部55A，构成相电压指令值计算部63A，该电压指令值计算部63A基于目标旋转速度S40A和作为旋转速度参数的转子的机械角的角速度ωr，计算出第一相电压指令值S49A。并且，通过微型控制器4A的相电压修正部51A以及脉宽调制信号生成部52A，构成开关信号生成部64A，该开关信号生成部64A基于开关信号生成方式决定部62A所决定的开关信号生成方式，生成开关信号S4A。
[0195] 如图11以及图12的示例，本发明也可适用于具有位置传感器的马达。另外，此时，由于没有必要检测分流电流，因此无需进行电流修正。并且，本发明也可适用于在逆变器的三相中的各相分别具有分流电阻的所谓的三分流式的无传感器马达。由于在为三分流式的无传感马达的情况下，在一个控制周期，仅在三相所有的上侧开关元件为断开的时机检测一次分流电流即可，因此无需进行电流修正。
[0196] <2-3.其他的变形例>
[0197] 在上述实施方式中，使用相同的基准速度判断是否进行电流修正，以及判断从三相调制方式和两相调制方式中选择开关信号生成方式，但本发明不限于此。也可以使用阈值速度判断是否进行电流修正，该阈值速度与成为从三相调制方式和两相调制方式中选择开关信号生成方式的基准的基准速度不同。此时，将马达的旋转速度与该阈值速度进行比较，基于比较结果，决定是否进行电流修正。
[0198] 并且，在上述的实施方式中，在脉宽调制信号生成部中，与第二相电压指令值进行比较的载波信号为三角波。但是，载波信号也可以为锯齿波。
[0199] 并且，上述实施方式中的两相调制方式是所谓的120°固定式的两相调制方式，即三对开关信号当中，按照每1/3周期进行替换的一对开关信号的占空比被固定为接通或断开的状态，但本发明不限于此。本发明的两相调制方式也可以是所谓的60°固定式的两相调制方式，即三对开关信号当中，按照每1/6周期进行替换的一对开关信号的占空比被固定为接通或断开的状态。
[0200] 并且，在上述实施方式中，微型控制器虽然具有脉宽调制信号生成部，但本发明不限于此。脉宽调制信号生成部也可以由与微信控制器分体的其他电路构成。
[0201] 并且，上述实施方式的逆变器为分流电阻被配置于开关元件的地线侧的、所谓的低压侧检测型的逆变器。但本发明不限于此，本发明的逆变器也可以是分流电阻被配置于开关元件的电源侧的所谓的高压侧检测型的逆变器。
[0202] 并且，关于实现马达控制装置的各部分的具体电路结构，也可以与图2所示的电路结构不同。并且，上述实施方式或者变形例中出现的各要素在不产生矛盾的范围内可以进行适当组合。
[0203] 工业上的可应用性
[0204] 本发明能够用于马达控制方法以及马达控制装置。
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