负载驱动装置
阅读：1发布：2020-06-19
专利汇可以提供负载驱动装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种负载驱动装置包括 开关 元件(20)、检测器(30)、判定部分(40)、 控制器 (50)和 阈值 设定部分(80)。所述开关元件被布置在 电压 源与负载之间或者负载与地之间。所述开关元件被接通以从所述电压源向负载提供电 力 。所述检测器检测在所述开关元件中流动的 电流 。所述判定部分将所述检测器的检测值与阈值进行比较，并判断是否有过电流在所述开关元件中流动。所述控制器基于所述判定部分的判定结果对所述开关元件进行控制。随着所述电压源的电压更高，所述阈值设定部分将阈值设定为较高的值。这样，改善了负载驱动装置的响应性，并且在发生 短路 时保护了开关元件。，下面是负载驱动装置专利的具体信息内容。
1.一种负载驱动装置，包括：
开关元件(20)，其布置在电压源与负载之间或者在所述负载与地之间，并且被接通以从所述电压源向所述负载供应电力；
检测器(30)，其检测在所述开关元件中流动的电流；
判定部分(40)，其将由所述检测器检测到的检测值与阈值进行比较，并判断是否有过电流在所述开关元件中流动；
控制器(50)，其基于所述判定部分的判定结果来控制所述开关元件；以及阈值设定部分(80)，其随着所述电压源的电压更高而将所述阈值设定为较高的值,其中，所述检测器包括：
感测元件(31)，其与所述开关元件布置在同一半导体芯片中，以及感测电阻器(32)，其与所述感测元件串联连接；并且
在所述感测元件中流动的电流与在所述开关元件中流动的电流成比例。
2.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，
所述阈值设定部分将所述阈值设定为使得所述电压源的所述电压与所述阈值之间的关系由基函数来定义。
3.根据权利要求2所述的负载驱动装置，其中，
所述阈值设定部分将所述阈值设定为使得所述阈值与所述电压源的所述电压成比例。
4.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，
所述判定部分包括比较器，所述比较器将在所述感测元件中流动的所述电流通过所述感测电阻器转换成的电压与所述阈值进行比较。
5.根据权利要求1或4所述的负载驱动装置，还包括：
连接端子(T2)，其连接至所述负载，其中：
所述开关元件连接至所述连接端子；
所述感测电阻器具有连接至所述感测元件的第一端；并且
所述感测电阻器具有连接至所述连接端子的第二端。
6.根据权利要求1到4中任一项所述的负载驱动装置，还包括：
参考发生器(60)，其基于所述电压源的所述电压来生成与所述电压源的所述电压成比例的参考电压；以及
电流转换器(70)，其将所述参考电压转换成电流，其中
所述阈值设定部分基于通过所述电流转换器转换的所述电流来设定所述阈值。
7.根据权利要求1或4所述的负载驱动装置，还包括：
连接端子(T2)，其连接至所述负载，其中：
所述开关元件连接至所述连接端子；
所述检测器包括反馈控制器；并且
所述反馈控制器通过反馈控制对在所述感测元件中流动的所述电流进行控制，以使所述感测元件与所述感测电阻器之间的部分处的电势与所述连接端子处的电势一致。
负载驱动装置
技术领域
[0001] 本公开内容涉及具有保护功能的负载驱动装置。
背景技术
[0002] JP 2001-8363A公开了一种包括开关元件(即，MOSFET)、计时器和控制器的负载驱动装置(即，灯照明装置)。开关元件具有在过高的温度下自我切断的功能，并被接通以从电压源(即，电池)向负载(即灯)提供电力。计时器从开始对开关元件通电的时间点开始工作。在计时器的工作期间，当开关元件的温度升高到恒定值并且开关元件被切断时，控制器再次将开关元件接通。
发明内容
发明内容
[0003] 刚好在灯被点亮之前的正常温度下，灯的灯丝的电阻低，并且在灯照明期间的高温下，灯的灯丝的电阻高。因此，刚好在灯照明之后，有冲击电流流动。在JP 2001-8363A中，控制器检测由冲击电流引起的开关元件的自我切断，并使开关元件再次工作。作为结果，在JP 2001-8363A中，限制了灯照明的延迟，也就是说，改善了响应性。
[0004] 然而，在开关元件被短路到地或者电压源并且短路电流作为过电流流入开关元件中时，使开关元件在被切断之后再次工作。因此，在发生短路时，连接开关元件、负载驱动装置、负载和电压源的线束未受到安全保护。
[0005] 本公开内容的目的在于提供一种能够提高响应性并在发生短路时对开关元件进行安全保护的负载驱动装置。
[0006] 根据本公开内容的一方面，一种负载驱动装置包括开关元件、检测器、判定部分、控制器和阈值设定部分。开关元件被布置在电压源和负载之间或者负载和地之间。开关元件被接通以从电压源向负载提供电力。检测器检测在开关元件中流动的电流。判定部分将检测器检测的检测值与阈值进行比较，并判断是否有过电流在开关元件中流动。控制器基于判定部分的判定结果对开关元件进行控制。随着电压源的电压更高，阈值设定部分将阈值设定为较高的值。
[0007] 在电压源和负载驱动装置的连接状态、负载和负载驱动装置的连接状态或者电压源的劣化程度相同时，与在冲击电流流动的冲击状态下相比，在开关元件被短路至电压源或地的短路状态下电压源的电压更低。也就是说，在冲击状态下阈值被设定为较高的值，并且在短路状态下阈值被设定为比在冲击状态下更低的值。
[0008] 冲击电流低于在冲击状态下设定的阈值，并且不被判定为过电流。作为结果，改善了负载驱动装置的响应性。短路电流等于或者高于在短路状态下设定的阈值，并且被判定为过电流。由于在短路状态下设定的阈值低，因而反电动势的能量也低。作为结果，开关元件在短路状态下受到安全保护。附图说明
[0009] 参考附图根据以下具体实施方式，本公开内容的上述和其他目的、特征和优点将变得更加显而易见，在附图中，通过类似的附图标记表示类似的部分，并且在附图中：
[0010] 图1是示出了根据第一实施例的负载驱动装置的示意性结构的图示；
[0011] 图2是示出了过电流阈值与电池电压VB之间的关系的图示；
[0012] 图3是在发生接地短路时的时序图；
[0013] 图4是示出了冲击电流与过电流阈值之间的关系的图示；
[0014] 图5是示出了在第一变型中过电流阈值与电池电压VB之间的关系的图示；
[0015] 图6是示出了在第二变型中过电流阈值与电池电压VB之间的关系的图示；
[0016] 图7是示出了在第三变型中过电流阈值与电池电压VB之间的关系的图示；
[0017] 图8是示出了在第四变型中过电流阈值与电池电压VB之间的关系的图示；
[0018] 图9是示出了在第五变型中过电流阈值与电池电压VB之间的关系的图示；
[0019] 图10是示出了根据第六变型的负载驱动装置的示意性结构的图示；以及[0020] 图11是示出了根据第二实施例的负载驱动装置的示意性结构的图示。
具体实施方式
[0021] 根据发明人的考查，发现了下述问题。
[0022] 已知通过检测在诸如开关元件的元件中流动的电流并将其与过电流阈值进行比较来在发生短路时对开关元件进行保护。然而，在具有大冲击电流的负载(例如灯)中，冲击电流与短路电流是不可区分的。就电流的检测值高于阈值时断开开关元件以中断电流的情况而言，冲击电流也被中断。作为结果，灯的照明被延迟。
[0023] 已知将过电流阈值设定为充分低于冲击电流的值，并将电流箝位在该值，从而在开关元件断开时保护开关元件不受线束中存储的能量的影响。
[0024] 例如，检测布置了开关元件的半导体芯片的温度以及布置了负载驱动装置的除所述开关元件之外的元件中的至少一部分的半导体芯片的温度。由半导体芯片的温度差ΔT检测开关元件的过热状态并控制开关元件的接通和断开。具体而言，在ΔT增大到中断温度时断开开关元件，并且在ΔT下降至复苏温度时接通开关元件。相应地，通过接通和断开开关元件来使灯发热并点亮，以避免使开关元件过热。
[0026] 在开关元件为(例如)MOSFET时，对栅极电压加以控制，以增大漏极-源极电压Vds，即，增大接通电阻。这样，将在MOSFET中流动的电流箝位至充分低于冲击电流的阈值。然而，在Vds增大时，MOSFET中生成的热量也增大。作为结果，MOSFET由于检测到过热而被重复地接通和关断，并且灯的照明被延迟。而且，由于通过温差ΔT检测到过热，在MOSFET被重复地接通和关断时，MOSFET的温度逐渐升高。相应地，MOSFET未被安全保护。
[0027] 本公开内容是在考虑上述问题的情况下得出的。在下文中，将参考附图描述本公开内容的实施例。在下述实施例中，将用相同的符号标示在功能和/或结构上相互对应的部分。
[0028] (第一实施例)
[0029] 将参考图1描述根据本实施例的负载驱动装置的示意性结构。
[0030] 图1所示的负载驱动装置10被安装至车辆，并且利用电池11驱动负载12，电池11为直流电压源。负载驱动装置10被应用于负载12。例如，负载12是诸如前灯的灯、加热器、电动机等。尤其是，负载驱动装置10适合应用于具有大冲击电流的负载12，例如灯。在本实施例中，将描述负载12为灯的示例。电池10对应于电压源。
[0031] 负载驱动装置10包括作为外部连接端子的电源端子T1、输出端子T2和输入端子T3。负载驱动装置10包括MOSFET 20、电流检测部分30、比较器40、控制电路50、参考生成部分60、电流转换部分70和阈值设定部分80。
[0032] 电源端子T1通过接线13(诸如线束)连接至电池11的正端子。电源端子T1接收来自电池11的电池电压VB。在图1中，接线13被示为具有电感13L和电阻13R。
[0033] 输出端子T2通过诸如线束的接线14连接至负载12。输出端子T2是用于从负载驱动装置10到负载12的输出的端子。在图1中，接线14被示为具有电感14L和电阻14R。负载12被连接至电池11的负端子(即，地)。输出端子T2对应于连接端子。
[0034] 输入端子T3从外部装置接收用于驱动负载12的控制命令。在本实施例中，接收对灯的控制命令，灯是负载12。
[0035] MOSFET 20设置在电池11与负载12之间。MOSFET 20被接通，以从电池11向负载12供应电力。MOSFET 20设置在负载12的高侧。MOSFET 20对应于开关元件。在本实施例中，采用n沟道型MOSFET作为MOSFET 20。MOSFET 20的漏极连接至电源端子T1，并且MOSFET 20的源极连接至输出端子T2。开关元件不限于n沟道型MOSFET 20。可以采用p沟道型MOSFET、IGBT和双极晶体管作为开关元件。
[0036] 电流检测部分30检测在MOSFET 20中流动的电流。电流检测部分30包括MOSFET 31和电阻器32。电流检测部分30对应于检测器。MOSFET 31对应于感测元件。电阻器32对应于感测电阻器。MOSFET 31与MOSFET 20布置在同一半导体芯片内，并且具有与MOSFET 20相同的结构。MOSFET 20和MOSFET 31的面积量度是基于在MOSFET 20中流动的电流以及由电流检测部分30检测到的电流而设定的。例如，MOSFET 31的面积量度是MOSFET 20的面积量度的几千分之一到几百万分之一。MOSFET 31的漏极连接至电源端子T1，并且MOSFET 31的源极连接至电阻器32的第一端。电阻器32的第二端连接至输出端子T2。也就是说，电阻器32的第二端子连接至MOSFET 20的源极。MOSFET 20的栅极和MOSFET 31的栅极连接至同一栅极驱动器51的输出端子。
[0037] 在MOSFET 31中流动的电流与在MOSFET 20中流动的电流成比例。电阻器32将在MOSFET 31中流动的电流转换为电压。
[0038] 比较器40将电流检测部分30检测到的电流检测值与用于确定过电流的阈值(下文称为过电流阈值)进行比较，并判断在MOSFET 20(即，开关元件)中是否有过电流流动。比较器40对应于判定部分。过电流对应于在MOSFET 20被短路到电池11或者在没有负载12的情况下被短路到地时流动的短路电流。由于本实施例描述了高侧操作，因而过电流对应于当MOSFET 20在没有负载12的情况下被短路到地时(即，接地短路状态)流动的电流。
[0039] 比较器40的非反相输入端子连接至MOSFET 31和电阻器32的连接点。也就是说，非反相输入端子接收由在MOSFET 31中流动的电流通过电阻器32转换成的电压的值作为电流检测值。比较器40的反相输入端子接收连接点P处的电势作为过电流阈值，稍后将对连接点P予以描述。
[0040] 比较器40输出指示过电流是否流至控制电路50的判定信号。在电流检测值等于或者高于过电流阈值时，比较器40输出指示有过电流流动的高电平信号。另一方面，在电流检测值低于过电流阈值时，比较器40输出指示没有过电流流动的低电平信号。
[0041] 控制电路50对通过输入端子T3从未示出的外部装置提供的控制命令以及比较器40的判定信号进行逻辑处理。之后，控制电路50通过栅极驱动器51向MOSFET 20和31的栅极输出驱动信号。如上所述，控制电路50基于比较器40的判定结果来控制MOSFET 20。控制电路50对应于控制器。
[0042] 在控制电路50接收到指导灯的照明的高电平信号作为控制指令时，控制电路50控制MOSFET 20和31使其接通。即使在控制指令为高电平信号时，在比较器40的判定信号从低电平变换到高电平时，控制电路50也控制MOSFET 20和31使其关断。在控制命令保持高电平的情况下，当在MOSFET 20和31被关断之后经过了预定时间段时，控制电路50控制MOSFET 20和31使其再次接通。在比较器40判定有过电流流动时，控制电路50关断MOSFET 20，以使电池11与负载12之间的电流中断。
[0043] 参考生成部分60生成与电池电压VB成比例的参考电压V1。参考生成部分60包括电阻器61和62、双极晶体管63和恒流源64。电阻器61和电阻器62相互串联连接在负载驱动装置10的电源端子T1与地之间。参考电压V1对应于电阻器61和62的连接点P1处的电势。参考电压V1对应于通过对电池电压VB进行电阻分压而获得的值。也就是说，参考电压V1与电池电压VB成比例。
[0044] 在本实施例中，采用pnp型晶体管作为双极晶体管63。双极晶体管63的基极连接至连接点P1，并且双极晶体管63的发射极连接至恒流源64的第一端。恒流源64的第二端连接至电源端子T1。双极晶体管63的集电极连接至低。因此，在负载被驱动时，双极晶体管63始终接通。通过将正向电压Vf加到参考电压V1来获得双极晶体管63的发射极与恒流源64的连接点P2处的电势。
[0045] 电流转换部分70将参考电压V1转换成电流。电流转换部分70包括双极晶体管71、72和电阻器73。在本实施例中，双极晶体管71为pnp型，并且双极晶体管72为npn型。双极晶体管71的发射极连接至电源端子T1。双极晶体管71的基极和集电极连接至双极晶体管72的集电极。双极晶体管72的基极连接至连接点P2，并且双极晶体管72的发射极通过电阻器73连接至地。
[0046] 在负载被驱动时，双极晶体管71始终被接通。在双极晶体管71被接通时，电流从恒流源64流至双极晶体管72的基极。作为结果，在负载被驱动时，双极晶体管72始终被接通。通过从连接点P2处的电势减去正向电压Vf来获得双极晶体管72的发射极与电阻器73的连接点P3处的电势。在电流转换部分70中，电流进行流动以使连接点P3处的电势等于连接点P1处的电势，而连接点P1处的电势等于参考电压V1。
[0047] 阈值设定部分80设定过电流阈值。随着电池电压VB更高，阈值设定部分80将过电流阈值设定为较高的值。在本实施例中，阈值设定部分80将过电流阈值设定为使得通过基函数来定义电池电压VB与过电流阈值之间的关系，即，线性关系。具体而言，阈值设定部分80将与电池电压VB成比例的值设定为过电流阈值。阈值设定部分80根据由电流转换部分70转换的电流来设定过电流阈值。上述通过基函数定义的关系不限于完整的原函数，并且可以是近似基函数或者近似线性关系。
[0048] 阈值设定部分80包括双极晶体管81和电阻器82。双极晶体管81提供具有双极晶体管71的电流镜电路。在负载被驱动时，双极晶体管81始终被接通。双极晶体管81的发射极连接至电源端子T1，并且双极晶体管81的基极连接至双极晶体管71的基极和集电极。
[0049] 用于设定过电流阈值的电阻器82的第一端连接至双极晶体管81的集电极，并且电阻器82的第二端连接至输出端子T2。也就是说，电阻器82的第二端连接至MOSFET 20的源极。双极晶体管81的集电极与电阻器82的连接点P4连接至比较器40的反相输入端子。
[0050] 在本实施例中，双极晶体管71和81具有相同的特性。双极晶体管81接收与双极晶体管71相同的集电极电流。电阻器82还接收从参考电压V1转换的电流，即接收与电池电压VB成比例的电流。作为结果，如图2所示，连接点P4处的电势，即，过电流阈值与电池电压VB成比例。尽管描述了在双极晶体管71和81中流动相同的集电极电流的示例，但是本公开内容不限于该示例。在双极晶体管71中流动的集电极电流可以是在双极晶体管81中流动的集电极电流的n倍。
[0051] 如上文所述，负载驱动装置10具有保护MOSFET 20和接线13、14免受过电流影响的过电流保护电路。过电流保护电路包括电流检测部分30、比较器40、参考生成部分60、电流转换部分70和阈值设定部分80。
[0052] 接下来，将参考图3描述在接地短路状态下由控制电路50执行的处理。如上文所述，接地短路状态对应于在没有负载12的情况下MOSFET 20连接至地(即，电池11的负端子)的状态。在图1中，接地短路状态对应于在没有负载12的情况下接线14连接至地的状态。
[0053] 在接地短路状态下，在时间点t1，通过输入端子T3输入至控制电路50的控制命令INPUT从低电平变换至指导灯的照明的高电平。控制电路50通过栅极驱动器51输出驱动信号以接通MOSFET 20和31。作为结果，在电阻器32中流动的电流，即，电流检测值增大。
[0054] 在通过L表示接线13、14的电感13L、14L之和，通过R表示电阻13R、14R和MOSFET 20的电阻之和，并且通过I表示在MOSFET 20中流动的短路电流时，通过下述方程1表达电池电压VB。
[0055] (公式1)VB＝I×R+L×dI/dt
[0056] 在通过L1表示接线13的电感13L的电感值并且通过R1表示接线13的电阻13R的电阻值时，通过下述方程2表达电池电压VB的变化ΔV。
[0057] (方程2)ΔV＝I×R1+dI/dt×L1
[0058] 电势的参考是负载驱动装置10的地。如上述方程1和方程2所示，随着接线13的电感13L和电阻13R的电阻值更高，电池电压VB的变化ΔV增大，即，电池电压VB大幅下降。另一方面，随着接线14的电感14L和电阻14R的电阻值更低，电池电压VB的变化ΔV增大，也就是说，电池电压VB大幅降低。在MOSFET 20被接通时，输出端子T2的输出电压VOUT增大。
[0059] 在电池电压VB降低时，参考电压V1也降低。作为结果，在电流检测值增大时，过电流阈值由于电池电压VB降低而降低。相应地，电流检测值在时间点t2达到过电流阈值。如上所述，在电流检测值等于或者高于过电流阈值时，比较器40输出指示过电流的高电平信号。控制电路50在时间点t2关断MOSFET 20和31。在MOSFET 20被关断时，存储在接线13、14的电感13L、14L中的能量流入被关断的MOSFET 20中，并且电池电压VB增大。作为结果，在直至时间点t3的时间段内，电池电压VB比(例如)刚好在MOSFET 20被接通之前的电池电压高。电流检测值从时间点t2开始降低，并在时间点t3达到0。
[0060] 在控制指令INPUT保持指导灯的照明时，控制电路50在时间点t4(在MOSFET 20、31被关断之后的预定时间段)再次接通MOSFET 20、31。与时间点t2类似，当电流检测值在时间点t5达到过电流阈值时，比较器40的输出从低电平变换至高电平，并且控制电路50关断MOSFET 20和31。
[0061] 接下来，将描述根据本实施例的负载驱动装置10的作用。
[0062] 作为负载12的灯的灯丝的电阻在刚好在灯被点亮之前的正常温度下为低，在灯的照明期间的高温下为高。相应地，刚好在灯被点亮之后有冲击电流流动。在有冲击电流流动的冲击状态下，接线14和负载12布置在输出端子T2与地之间。另一方面，在接地短路状态下，负载12未布置在输出端子T2与地之间。因此，与在接地短路状态下相比，输出端子T2与地之间的电阻在冲击状态下更高。
[0063] 当电池11和负载驱动装置10的连接状态、负载12和负载驱动装置10的连接状态或者电池11的劣化程度在冲击状态下和接地短路状态下都相同时，接地短路状态下的电池电压VB比冲击状态下的电池电压VB低。在本实施例中，随着电池电压VB更高，阈值设定部分80将过电流阈值设定为较高的值。
[0064] 因此，如图4所示，过电流阈值被设定为比冲击状态下的冲击电流更高的值。例如，在电池电压VB为18V并且有100A的冲击电流流动的情况下，当电池电压VB等于18V时，过电流阈值被设定为高于100A的值。由于冲击电流低于在冲击状态下设定的过电流阈值，因而比较器40不会将冲击电流判定为过电流。相应地，限制由冲击电流引起的错误中断并改善负载12的响应性。具体而言，灯的灯丝被快速加热，并限制灯的照明的延迟。
[0065] 另一方面，由于电池电压VB在接地短路状态下比在冲击电流状态下低，因而阈值设定部分80将过电流阈值设定为比冲击状态下的值低的值。具体而言，阈值设定部分80将过电流阈值设定为等于或小于短路电流的值。由于短路电流等于或者高于在接地短路状态下设定的过电流阈值，因而比较器40将短路电流判定为过电流。由于接地短路状态下的过电流阈值低，因而当MOSFET 20在接地短路状态下被关断时，在接线13、14的电感13L、14L中生成的反电动势能量降低。作为结果，MOSFET 20、接线13和14受到安全保护。
[0066] 特别是在本实施例中，阈值设定部分80将过电流阈值设定为与电池电压VB成比例。因此，在本实施例中，过电流被准确地检测。具体而言，限制了在过电流阈值低于成比例值时引起的错误中断以及在过电流阈值高于成比例值时引起的中断延迟。也就是说，降低了热生成的增加。
[0067] 将过电流阈值设定为与电池电压VB成比例并且中断短路电流而不是冲击电流类似于监测输入端子T2和地之间的电阻值并在该电阻值等于或小于预定值(即处于接地短路状态)时中断来自输出端子T2的输出。
[0068] 在电池电压VB因电池11的劣化而降低时(例如，10V)，冲击电流也与电池电压VB成比例地下降。然而，在本实施例中，过电流阈值与电池电压VB成比例，例如，电池电压VB为10V时的过电流阈值比电池电压VB为18V时的过电流阈值低。相应地，冲击电流比过电流阈值低，并且比较器40不将冲击电流判定为过电流。
[0069] 过电流阈值和电池电压VB的比例关系不限于图2中所示的示例。如图5的第一变型和图6的第二变型中所示，至少在电池11的工作电压的从VBmin到VBmax(例如，8V到18V)的范围内必须满足比例关系。在电池电压VB等于或者低于几伏特(例如，4V)的低电压区域中，MOSFET 20未被稳定接通。在图5中，在低电压区域中过电流阈值被设定为零，以便关断MOSFET 20，并且在其他区域中满足比例关系。在图6中，与图5类似，在低电压区域中过电流阈值被设定为0，并且在电池电压VB等于或者高于预定电压的区域中，过电流阈值被设定为恒定值，所述预定电压高于工作电压范围的最大值VBmax。
[0070] 电池电压VB和过电流阈值的关系不限于比例关系，即，具有0截距的基函数。如图7的第三变型和图8的第四变型中所示，可以将过电流阈值设定为使电池电压VB与过电流阈值之间的关系由具有截距的基函数来定义，即，由具有截距的线性关系来定义。由于过电流阈值被设定为具有截距，因而减少了噪声的影响。满足图7的关系的过电流阈值是通过(例如)在图1中的双极晶体管63的发射极与连接点P2之间添加电阻器来设定的。满足图8的关系的过电流阈值是通过(例如)去除图1的参考电压60和电流转换部分70的双极晶体管72并将双极晶体管71的基极和集电极连接至电阻器73来设定的。
[0071] 如图9中的第五变型所示，可以根据电池电压VB的增大而逐步增大过电流阈值。在步的数量增大时，电池电压VB和过电流阈值的关系将变为近似线性关系。通过(例如)存储指示电池电压VB和过电流阈值的关系的映射并通过微计算机执行专用程序而将过电流阈值设定为逐步增大。在负载驱动装置10包括多个比较器时，过电流阈值也被设定为逐步增大。
[0072] 在电流检测部分30检测到在MOSFET 20中流动的电流时，可以采用布置在MOSFET 20与输出端子T2之间并且与MOSFET 20串联连接的分流电阻器。在本实施例中，电流检测部分30包括MOSFET 31(即，感测元件)和电阻器32(即，感测电阻器)。因此，与采用分流电阻器的情况相比，在本实施例中限制了热量的生成。而且，在本实施例中降低了成本。
[0073] 在本实施例中，电阻器32的与MOSFET 31相反的第二端连接至通向负载12的输出端子T2。在MOSFET 20中流动的电流是在不采用运算放大器的情况下检测到的。因而，在本实施例中实现了微型化和成本降低。
[0074] 如图10的第六变型所示，负载驱动装置10可以包括检测MOSFET 20的温度的温度检测元件90，以保护MOSFET 20免受过热影响。将温度检测元件90设置在与MOSFET 20相同的半导体芯片内。例如，采用二极管作为温度检测元件90。温度检测元件90的检测信号被输入到控制电路50。在温度元件90检测到的温度升高到达到预定的上限温度时，控制电路50强制性地关断MOSFET 20。当控制命令保持在高电平并且在MOSFET 20被关断之后MOSFET 20的温度下降到达到预定的下限温度时，控制电路50再次接通MOSFET 20。
[0075] 冲击电流随着接线14的缩短而增大。例如，在负载12(即灯)具有60W的情况下，当接线14的长度约为1米(车辆中的最短长度)时，在冲击状态下在输出端子T2与地之间的电阻约为150毫欧。该电阻是在接线14的长度为最短时，即在冲击电流的值为最高时的值。在车辆中，接线14(例如，线束)的长度(例如)等于或者短于5米。因此，在接地短路状态下在输出端子T2与地之间的电阻等于或者小于80毫欧。
[0076] 根据本实施例，过电流阈值与电池电压VB成比例。因此，在输出端子T2与地之间的电阻等于或者小于80毫欧时，诸如MOSFET 20的元件受到保护，以免受过电流的影响。也就是说，保护诸如MOSFET 20的元件不受等于或者小于80毫欧的接地短路的影响。在提供了上文的温度检测元件90时，即使在发生高于80毫欧的接地短路时，也基于温度检测元件90检测到的温度来保护元件，例如MOSFET 20。
[0077] (第二实施例)
[0078] 可以参考上文的第一实施例描述第二实施例。将不再重复对与第一实施例的负载驱动装置10相似的部分的描述。
[0079] 如图11所示，在本实施例中，负载驱动装置10的电流检测部分30还包括反馈控制部分33。反馈控制部分33通过反馈控制来控制在MOSFET 31中流动的电流，从而使MOSFET 31与电阻器32之间的电势与输出端子T2(即MOSFET 20的源极)处的电势一致。
[0080] 反馈控制部分33包括双极晶体管33a和运算放大器33b。在本实施例中，采用npn型晶体管作为双极晶体管33a。双极晶体管33a的基极连接至运算放大器33b的输出端子，并且双极晶体管33a的发射极连接至电阻器32。双极晶体管33a的集电极连接至MOSFET 31的源极。
[0081] 运算放大器33b的反相输入端子连接至MOSFET 20的源极与输出端子T2的连接点P5。运算放大器33b的非反相输入端子连接至MOSFET 31与双极晶体管33a的连接点P6。电阻器32的与双极晶体管33a相反的第二端未连接至输出端子T2，而是连接至负载驱动装置10的地。
[0082] 本实施例的负载驱动装置10不包括参考生成部分60和电流转换部分70。在本实施例中，阈值设定部分80包括电阻器83和84。电阻器83和电阻器84相互串联连接在负载驱动装置10的电源端子T1与地之间，并且电阻器84连接至地。比较器40的反相输入端子接收电阻器83和84的连接点P7处的电势作为过电流阈值。连接点P7处的电势是通过对电池电压VB进行电阻分压而获得的，并且与电池电压VB成比例。因此，阈值设定部分80被认为是兼具参考生成部分60的作用。比较器40的非反相输入端子接收双极晶体管33a和电阻器32的连接点P8处的电势。
[0083] 运算放大器33b控制双极晶体管33a的导通状态，以使连接点P6处的电势与连接点P5处的电势一致。连接点P5处的电势对应于MOSFET 20的源极电势。例如，在连接点P6处的电势相对于连接点P5处的电势下降时，从运算放大器33b输出的基极电流下降，并且在双极晶体管33a中流动的集电极电流也下降。在集电极电流下降时，连接点P6处的电势增大。在连接点P6处的电势超过连接点P5处的电势时，从运算放大器33b输出的基极电流增大，并且在双极晶体管33a中流动的集电极电流也增大。作为结果，连接点P6处的电势下降。反馈控制部分33控制连接点P8处的电势，以使连接点P6处的电势与连接点P5处的电势一致。
[0084] 根据本实施例的负载驱动装置10，由于电流检测部分30包括运算放大器33b，因而在MOSFET 20中流动的电流被更加准确地检测。
[0085] (其他实施例)
[0086] 可以在开关元件(例如，MOSFET 20)布置在负载12与地之间的结构中，即，在开关元件布置在负载12的低侧的结构中实施本公开内容。
[0087] 在上面的实施例中，描述了在电流检测值达到过电流阈值时控制电路50关断MOSFET 20以中断电流的示例。然而，控制电路50可以在电流检测值达到过电流阈值时将电流箝位在(使电流保持在)过电流阈值。在这种情况下，当由温度检测元件90检测到的MOSFET 20的温度升高到达到预定的中断温度时，控制电路50关断MOSFET 20，并释放被箝位的电流。当MOSFET 20的温度降低到达到预定的复苏温度时，控制电路50再次接通MOSFET 20。
[0088] 负载驱动装置至少包括MOSFET 20(即，开关元件)、电流检测部分30(即，检测器)、比较器40(即，判定部分)、控制电路50(即，控制器)和阈值设定部分80。
[0089] 如上文所述，负载驱动装置10具有保护MOSFET 20和接线13、14免受过电流影响的过电流保护电路。过电流保护电路至少包括电流检测部分30、比较器40和阈值设定部分80。
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