针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法及其验证系统
阅读：632发布：2020-05-14
专利汇可以提供针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法及其验证系统专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 涉及一种针对三 角 形接法永磁同步 电机 无 位置 传感器 进行控制的方法，包括进行三角形接法永磁同步电机的 脉宽调制 输出；进行三角形接法永磁同步电机无 位置传感器 控制的坐标变换；进行二阶改进耦合型滑模位置估算。本发明还涉及一种针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器实现控制功能验证的系统。采用了本发明的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法及其验证系统，能够实现启动策略与滑模估算转速闭环策略的带载平滑切换，并且能够带载实现转速步长为1000r/min(实验所用三角形接法无位置传感器永磁同步电机额定转速为1500r/min，为车用的气 泵 低速电机)的急 加速 和急减速阶跃，有良好的动态响应能 力 和稳态抗负载干扰能力。，下面是针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法及其验证系统专利的具体信息内容。
1.一种针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法，其特征在于，所述的方法包括以下步骤：
(1)进行三角形接法永磁同步电机的脉宽调制输出；
(2)进行三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制的坐标变换；
(3)进行二阶改进耦合型滑模位置估算。
2.根据权利要求1所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法，其特征在于，所述的步骤(1)具体包括以下步骤：
(1.1)确定三角形接法永磁同步电机相电压方向；
(1.2)确定电压空间矢量扇区的相角偏移；
(1.3)确定非零基本电压矢量的幅值；
(1.4)分步求取基本电压矢量作用时间。
3.根据权利要求1所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法，其特征在于，所述的步骤(2)具体包括以下步骤：
(2.1)将采集的线电流转化为相电流；
(2.2)进行常规的三阶Clark变换，根据求出的iα和iβ进行滑模角度估算。
4.根据权利要求1所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法，其特征在于，所述的步骤(3)具体包括以下步骤：
(3.1)通过改进型二阶滑模算法观测器进行计算；
(3.2)求取滑模面输入；
(3.3)构建滑模面；
(3.4)二阶耦合型反电势求解器计算反电势分量；
(3.5)锁相环估算转速和位置；
(3.6)反切函数估算位置。
5.根据权利要求4所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法，其特征在于，所述的步骤(3.1)中通过改进型二阶滑模算法观测器计算，具体为：
根据以下公式通过改进型二阶滑模算法观测器计算：
其中， 和 为两相静止坐标系电流，Fsmo为电流系数；Gsmo为电压系数，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Uα和Uβ为基于两相坐标系α和β轴上的电压分量。
6.根据权利要求4所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法，其特征在于，所述的步骤(3.4)中计算反电势分量，具体为：
根据以下公式计算反电势分量：
其中，Fsmo1和Gsmo1均为二阶滑模系数，Fsmo1与最终估算出的转速相关，Gsmo1与电机的电感参数相关，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Ts为二阶耦合型反电势求解器的求解周期。
7.一种针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器实现控制功能验证的系统，其特征在于，所述的系统包括：
实验验证台架平台，包括气泵电机、对拖式台架设备、功率电源、扭矩传感器、功率分析仪、示波器、上位机和磁粉制动器，用于进行程序验证；
运行程序，所述的运行程序对三角形接法的永磁同步电机进行验证，具体进行以下步骤处理：
(1)进行三角形接法永磁同步电机的脉宽调制输出；
(2)进行三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制的坐标变换；
(3)进行二阶改进耦合型滑模位置估算。
8.根据权利要求7所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器实现控制功能验证的系统，其特征在于，所述的步骤(1)具体包括以下步骤：
(1.1)确定三角形接法永磁同步电机相电压方向；
(1.2)确定电压空间矢量扇区的相角偏移；
(1.3)确定非零基本电压矢量的幅值；
(1.4)分步求取基本电压矢量作用时间。
9.根据权利要求7所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器实现控制功能验证的系统，其特征在于，所述的步骤(2)具体包括以下步骤：
(2.1)将采集的线电流转化为相电流；
(2.2)进行常规的三阶Clark变换，根据求出的iα和iβ进行滑模角度估算。
10.根据权利要求7所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器实现控制功能验证的系统，其特征在于，所述的步骤(3)具体包括以下步骤：
(3.1)通过改进型二阶滑模算法观测器进行计算；
(3.2)求取滑模面输入；
(3.3)构建滑模面；
(3.4)二阶耦合型反电势求解器计算反电势分量；
(3.5)锁相环估算转速和位置；
(3.6)反切函数估算位置。
11.根据权利要求10所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器实现控制功能验证的系统，其特征在于，所述的步骤(3.1)中通过改进型二阶滑模算法观测器计算，具体为：
根据以下公式通过改进型二阶滑模算法观测器计算：
其中， 和 为两相静止坐标系电流，Fsmo为电流系数；Gsmo为电压系数，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Uα和Uβ为基于两相坐标系α和β轴上的电压分量。
12.根据权利要求10所述的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器实现控制功能验证的系统，其特征在于，所述的步骤(3.4)中计算反电势分量，具体为：
根据以下公式计算反电势分量：
其中，Fsmo1和Gsmo1均为二阶滑模系数，Fsmo1与最终估算出的转速相关，Gsmo1与电机的电感参数相关，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Ts为二阶耦合型反电势求解器的求解周期。
针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法
及其验证系统
技术领域
背景技术
[0002] 三角形接法的永磁同步电机(PMSM)其应用有一定的历史原因，没有变频器的时期，为了降低电机启动时冲击电流，电机的接法是可以通过接触开关改变连接方式的，启动时接成星型，启动后接成三角形，这就是工业控制中常见的星三角启动。有了变频器之后，特别是矢量控制出现之后，启动电流过大问题迎刃而解，为了方便，很多电机直接设计成了星型连接。三角形连接电机由于其结构的原因，工作时其内部会形成环流，理论上会造成电机发热和效率降低。其实效率虽然有所降低但是差距不大，其主要还是会考虑电机工作时的定子线圈温升情况。因此，现在我们所看到的电机，特别是电动汽车用的主驱电机，以及一些高压附件所用到的泵，基本上是星型连接的电机。有关三角形接法电机控制相关的驱动算法研究很少，现有的相关研究也是针对不同连接方式的性能对比上。
[0004] 出于成本和空间设计上的考虑，本发明在硬件上消除位置传感器的布置和接线，通过气泵MCU软件程序上的设计，以改进星型连接PMSM的电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)的方法实现脉宽调制的输出、以零位锁止实现初始位置的确定、以定频率定加速度实现三角形接法PMSM的启动、以改进型二阶滑模算法实现两相静止坐标系下分别在α和β坐标系上的反电势估算、以锁相环实现角度估算、以状态机的形式实现不同算法模式上的切换。这样的控制方法能够精确估算三角形接法PMSM的初始位置、动态位置；带载启动、切环、动态阶跃能力强；抗负载干扰能力强；转速控制不会因为带载出现“失步”现象，转速带载动态响应快速，转速估算精度高。
发明内容
[0005] 本发明的目的是克服了上述现有技术的缺点，提供了一种满足抗干扰能力强、精度高、适用范围广泛的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法及其验证系统。
[0006] 为了实现上述目的，本发明的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法及其验证系统如下：
[0007] 该针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法，其主要特点是，所述的方法包括以下步骤：
[0008] (1)进行三角形接法永磁同步电机的脉宽调制输出；
[0009] (2)进行三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制的坐标变换；
[0010] (3)进行二阶改进耦合型滑模位置估算。
[0011] 较佳地，所述的步骤(1)具体包括以下步骤：
[0012] (1.1)确定三角形接法永磁同步电机相电压方向；
[0013] (1.2)确定电压空间矢量扇区的相角偏移；
[0014] (1.3)确定非零基本电压矢量的幅值；
[0015] (1.4)分步求取基本电压矢量作用时间。
[0016] 较佳地，所述的步骤(2)具体包括以下步骤：
[0017] (2.1)将采集的线电流转化为相电流；
[0018] (2.2)进行常规的三阶Clark变换，根据求出的iα和iβ进行滑模角度估算。
[0019] 较佳地，所述的步骤(3)具体包括以下步骤：
[0020] (3.1)通过改进型二阶滑模算法观测器进行计算；
[0021] (3.2)求取滑模面输入；
[0022] (3.3)构建滑模面；
[0023] (3.4)二阶耦合型反电势求解器计算反电势分量；
[0024] (3.5)锁相环估算转速和位置；
[0025] (3.6)反切函数估算位置。
[0026] 较佳地，所述的步骤(3.1)中通过改进型二阶滑模算法观测器计算，具体为：
[0027] 根据以下公式通过改进型二阶滑模算法观测器计算：
[0028]
[0029] 其中， 和 为两相静止坐标系电流，Fsmo为电流系数；Gsmo为电压系数，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Uα和Uβ为基于两相坐标系α和β轴上的电压分量。
[0030] 较佳地，所述的步骤(3.4)中计算反电势分量，具体为：
[0031] 根据以下公式计算反电势分量：
[0032]
[0033] 其中，Fsmo1和Gsmo1均为二阶滑模系数，Fsmo1与最终估算出的转速相关，Gsmo1与电机的电感参数相关，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Ts为二阶耦合型反电势求解器的求解周期。
[0034] 该利用上述方法实现三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制功能的系统，其主要特点是，所述的系统包括：
[0036] 运行程序，所述的运行程序对三角形接法的永磁同步电机进行验证，具体进行以下步骤处理：
[0037] (1)进行三角形接法永磁同步电机的脉宽调制输出；
[0038] (2)进行三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制的坐标变换；
[0039] (3)进行二阶改进耦合型滑模位置估算。
[0040] 较佳地，所述的步骤(1)具体包括以下步骤：
[0041] (1.1)确定三角形接法永磁同步电机相电压方向；
[0042] (1.2)确定电压空间矢量扇区的相角偏移；
[0043] (1.3)确定非零基本电压矢量的幅值；
[0044] (1.4)分步求取基本电压矢量作用时间。
[0045] 较佳地，所述的步骤(2)具体包括以下步骤：
[0046] (2.1)将采集的线电流转化为相电流；
[0047] (2.2)进行常规的三阶Clark变换，根据求出的iα和iβ进行滑模角度估算。
[0048] 较佳地，所述的步骤(3)具体包括以下步骤：
[0049] (3.1)通过改进型二阶滑模算法观测器进行计算；
[0050] (3.2)求取滑模面输入；
[0051] (3.3)构建滑模面；
[0052] (3.4)二阶耦合型反电势求解器计算反电势分量；
[0053] (3.5)锁相环估算转速和位置；
[0054] (3.6)反切函数估算位置。
[0055] 较佳地，所述的步骤(3.1)中通过改进型二阶滑模算法观测器计算，具体为：
[0056] 根据以下公式通过改进型二阶滑模算法观测器计算：
[0057]
[0058] 其中，和 为两相静止坐标系电流，Fsmo为电流系数；Gsmo为电压系数，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Uα和Uβ为基于两相坐标系α和β轴上的电压分量。
[0059] 较佳地，所述的步骤(3.4)中计算反电势分量，具体为：
[0060] 根据以下公式计算反电势分量：
[0061]
[0062] 其中，Fsmo1和Gsmo1均为二阶滑模系数，Fsmo1与最终估算出的转速相关，Gsmo1与电机的电感参数相关，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Ts为二阶耦合型反电势求解器的求解周期。
[0063] 采用了本发明的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法及其验证系统，在没有进行“估算角度”和“估算转速”闭环的前提下，给定固定的角频率进行电流环闭环，三角形接法PMSM改进型SVPWM控制能够实现电流(给定电流矢量幅值与实际示波器测试相电流幅值相同，同时dq轴电流响应良好)和电压(给定电压矢量幅值与功率分析仪测试相电压幅值相同)的有效跟踪；采用三相线电流到两相静止坐标系的坐标变换能够实现dq轴的电流闭环，采用先由线电流到相电流的变换，再由相电流到两相静止坐标系的变换作为改进型滑模观测器的输入，能够实现滑模观测器初步估算转速正确。改进型二阶滑模算法与PLL锁相环配合，能够实现估算出的角度与实际旋变测试的角度在相位和周期上吻合；能够实现估算出的角度平滑、无振荡、无毛刺，估算出的转速连续、无奇点、无高频毛刺；能够实现启动策略与滑模估算转速闭环策略的带载平滑切换，并且能够带载实现转速步长为1000r/min(该三角形PMSM气泵电机额定转速1500r/min)的急加速和急减速阶跃，能够实现维持在某一转速，突然施加或者撤去20N.m负载时，转速突变后可以迅速恢复至给定转速，即有良好的动态响应能力和稳态抗负载干扰能力。附图说明
[0064] 图1为本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制方法的结构框图。
[0065] 图2为本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制方法中相电压方向确定示意图。
[0066] 图3为三角形接法永磁同步电机相电压方向变化错误示意图。
[0067] 图4为本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制方法中根据相电压方向确定空间电压矢量扇区偏移的相位示意图。
[0068] 图5为星型连接和三角形连接PMSM基本空间电压矢量最大值的求法对比示意图。
[0069] 图6为本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制方法中电压空间矢量作用时间的求取示意图。
[0070] 图7为本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制方法中线电流和相电流以及两相坐标之间的相位关系示意图。
[0071] 图8为本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制方法中改进型二阶滑模估算算法的结构框图。
[0072] 图9为采用本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制验证系统的基本控制流程框图。
[0073] 图10为采用本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制验证系统在480r/min时CCS作图旋变采集角度与估算角度对比数据的示意图。
[0074] 图11为采用本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制验证系统在500/min时示波器采集旋变角度和估算角度对比数据的示意图。
[0075] 图12为采用本发明针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制验证系统在1500/min时示波器采集旋变角度和估算角度对比数据的示意图。
具体实施方式
[0076] 为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。
[0077] 本发明的该针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法，其中包括以下步骤：
[0078] (1)进行三角形接法永磁同步电机的脉宽调制输出；
[0079] (2)进行三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制的坐标变换；
[0080] (3)进行二阶改进耦合型滑模位置估算。
[0081] 作为本发明的优选实施方式，所述的步骤(1)具体包括以下步骤：
[0082] (1.1)确定三角形接法永磁同步电机相电压方向；
[0083] (1.2)确定电压空间矢量扇区的相角偏移；
[0084] (1.3)确定非零基本电压矢量的幅值；
[0085] (1.4)分步求取基本电压矢量作用时间。
[0086] 作为本发明的优选实施方式，所述的步骤(2)具体包括以下步骤：
[0087] (2.1)将采集的线电流转化为相电流；
[0088] (2.2)进行常规的三阶Clark变换，根据求出的iα和iβ进行滑模角度估算。
[0089] 作为本发明的优选实施方式，所述的步骤(3)具体包括以下步骤：
[0090] (3.1)通过改进型二阶滑模算法观测器进行计算；
[0091] (3.2)求取滑模面输入；
[0092] (3.3)构建滑模面；
[0093] (3.4)二阶耦合型反电势求解器计算反电势分量；
[0094] (3.5)锁相环估算转速和位置；
[0095] (3.6)反切函数估算位置。
[0096] 作为本发明的优选实施方式，所述的步骤(3.1)中通过改进型二阶滑模算法观测器计算，具体为：
[0097] 根据以下公式通过改进型二阶滑模算法观测器计算：
[0098]
[0099] 其中，和 为两相静止坐标系电流，Fsmo为电流系数；Gsmo为电压系数，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Uα和Uβ为基于两相坐标系α和β轴上的电压分量。
[0100] 作为本发明的优选实施方式，所述的步骤(3.4)中计算反电势分量，具体为：
[0101] 根据以下公式计算反电势分量：
[0102]
[0103] 其中，Fsmo1和Gsmo1均为二阶滑模系数，Fsmo1与最终估算出的转速相关，Gsmo1与电机的电感参数相关，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Ts为二阶耦合型反电势求解器的求解周期。
[0104] 该利用上述方法实现三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制功能的系统，其主要特点是，所述的系统包括：
[0105] 实验验证台架平台，包括气泵电机、对拖式台架设备、功率电源、扭矩传感器、功率分析仪、示波器、上位机和磁粉制动器，用于进行程序验证；
[0106] 运行程序，所述的运行程序对三角形接法的永磁同步电机进行验证，具体进行以下步骤处理：
[0107] (1)进行三角形接法永磁同步电机的脉宽调制输出；
[0108] (1.1)确定三角形接法永磁同步电机相电压方向；
[0109] (1.2)确定电压空间矢量扇区的相角偏移；
[0110] (1.3)确定非零基本电压矢量的幅值；
[0111] (1.4)分步求取基本电压矢量作用时间；
[0112] (2)进行三角形接法永磁同步电机无位置传感器控制的坐标变换；
[0113] (2.1)将采集的线电流转化为相电流；
[0114] (2.2)进行常规的三阶Clark变换，根据求出的iα和iβ进行滑模角度估算；
[0115] (3)进行二阶改进耦合型滑模位置估算。
[0116] (3.1)通过改进型二阶滑模算法观测器进行计算；
[0117] (3.2)求取滑模面输入；
[0118] (3.3)构建滑模面；
[0119] (3.4)二阶耦合型反电势求解器计算反电势分量；
[0120] (3.5)锁相环估算转速和位置；
[0121] (3.6)反切函数估算位置。
[0122] 作为本发明的优选实施方式，所述的步骤(3.1)中通过改进型二阶滑模算法观测器计算，具体为：
[0123] 根据以下公式通过改进型二阶滑模算法观测器计算：
[0124]
[0125] 其中， 和 为两相静止坐标系电流，Fsmo为电流系数；Gsmo为电压系数，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Uα和Uβ为基于两相坐标系α和β轴上的电压分量。
[0126] 作为本发明的优选实施方式，所述的步骤(3.4)中计算反电势分量，具体为：
[0127] 根据以下公式计算反电势分量：
[0128]
[0129] 其中，Fsmo1和Gsmo1均为二阶滑模系数，Fsmo1与最终估算出的转速相关，Gsmo1与电机的电感参数相关，Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，Ts为二阶耦合型反电势求解器的求解周期。
[0130] 本发明的具体实施方式中，提供一种工程实用的改进型空间电压矢量脉宽调制，从空间角度和幅值的变化上来实现三角形接法PMSM的调制输出；提供一种特殊的坐标变换方式，能够同时考虑到星型接法变换至三角形接法后，采集的电流变为线电流所造成的相位和幅值上的变化；能够同时考虑到三角形接法PMSM控制的坐标变换仍然遵守磁动势相等原则，但是采集电流未必遵守基尔霍夫定律的情况。以该种特殊的坐标变换实现整个反馈环节的闭环和角度估算模块的输入。提供一种改进型二阶滑模位置估算算法，该算法能够有效摒弃传统一阶滑模算法估算出现振荡、毛刺、动态效果差等缺点；同时舍弃传统对估算出的α和β坐标轴反电势进行反正切的位置估算方法，采用与锁相环相配合的位置估算，其估算精度高、动态效果好、切环策略的成功率更高。说明书中的PMSM指永磁同步电机。
[0131] 三角形接法PMSM，基于不同相电压的方向确定改进型SVPWM调制中电压空间矢量扇区的相位变化。按照先确定相电压的方向，再确定不同方向下的“基本电压及合成矢量”表格的顺序，来确定基本电压矢量相位的变化方向和幅值大小的变化。
[0132] 反馈环节，考虑电流闭环和位置估算的不同功用，坐标变换分别为：线电流到两相静止坐标系的变换、线电流到相电流再到两相静止坐标系的变换。
[0133] 无位置传感器的控制方法，有别于传统滑模算法，采用了改进型二阶滑模算法，其中包括改进型二阶电流滑模观测器、取代滑模开关函数的特殊滑模面饱和函数、二阶耦合型反电势求解算法、特殊的PLL锁相环位置估算算法。创建了一套状态机切换与循环的程序控制结构，程序主要是在：使能、禁止、故障等指令或工况下实现五个主要状态：Locked、Startup、SpeedLoopClosed、Poweroff、Standby之间的切换以及循环。
[0134] 三角形接法PMSM，确定相电压方向时，无论是“顺时针”方向还是“逆时针”方向，起始相须均为A相，ABC三相的说法必须从控制的角度来说的，不能够错误理解为ABC三相在结构上不变，仅仅是变换了方向。按照先确定相电压的方向，再确定不同方向下的“基本电压及合成矢量”表格时，每相电压根据正确的“顺时针”和“逆时针”方向下的电气走向来确定，并且根据ABC三相电压确定α和β轴电压分量时，除了考虑数学意义上坐标变换还需要考虑物理意义上的磁动势不变原则。
[0135] 改进型二阶滑模算法，在反电势的估算上分别引入α轴和β轴的对应反电势耦合项进行积分，并且PLL锁相环的输入不再是一般情况下的角度差，而是α轴和β轴反电势关于角度的正弦和余弦乘积之差与反电势模值的比值。改进型二阶滑模算法能够有效消除传统滑模算法振荡、毛刺、动态效果差、带载能力差等缺点，同时也能够在三角形接法PMSM相电压和线电压谐波含量均较大的前提下有良好的鲁棒性和动态特性。
[0136] 本发明的具体技术方案如下：
[0137] 首先对第一个问题进行说明，三角形接法的PMSM实现脉宽调制，其难点在于：由于结构发生变化的原因，三角形接法的PMSM没有了中心点的结构，因此其电流的输入和输出不再是“一进两出”或者“两进一出”的基本模式，星型连接根据这种既定的输入和输出模式，其相电压的方向很好确定，因此在形成“基本电压及合成矢量”表格时，在每个基本非零矢量的开关状态下，每相电压的方向和幅值很容易确定，这样就能够很方便地确定合成电压矢量Us的相位角，这样可以很快的定位合成电压矢量在哪个扇区。同时还能够在非零矢量作用期间求出电压矢量的最大值。
[0138] 相对于星型接法，三角形接法的PMSM，定子线圈首尾相接构成环状，因此相电压的方向不好确定，如图2所示。相电压方向不好确定就会直接导致扇区的相位分布无法确定。这便造成了三角形接法的PMSM实现脉宽调制第一个难点。根据图2可知，本发明先人为确定三角形接法的PMSM相电压方向，无论是按照三角形“顺时针”还是“逆时针”来确定相电压的方向，以给(100)基本电压矢量为例，起始相均必须为A相。图3中错误地认为ABC三相为结构上不变，仅仅是变换了方向，这种做法是不可取的，对PMSM的控制来说，ABC三相的说法是抽象的，是从控制的角度来说的，而不是图3中所指在结构上固定的。
[0139] 可以先分别把“顺时针”、“逆时针”和错误的“逆时针”方向下的“基本电压及合成矢量”表格确定下来，分别如表1、表2和表3所示。
[0140] 表1三角形接法“顺时针”确定相电压方向基本电压矢量及合成矢量(等幅值)[0141]
[0142] 表2三角形接法“逆时针”确定相电压方向基本电压矢量及合成矢量(等幅值)[0143]
[0144] 表3三角形接法错误的“逆时针”确定相电压方向基本电压矢量及合成矢量(等幅值)
[0145]
[0146]
[0147] 根据表1、表2和表3可知，当按照图2中所示的方法，来确定三角形接法的PMSM相电压的方向是顺时针和逆时针时，电压空间矢量扇区的分布如图4中所示，
[0148] 顺时针方向时，扇区分布由图4(a)中星型连接扇区分布顺时针旋转30度，变成图4(b)中三角形连接扇区分布，即顺时针方向时，三角形连接扇区滞后星型连接30度；
[0149] 逆时针方向时，扇区分布由图4(c)中星型连接扇区分布逆时针旋转30度，变成图4(d)中三角形连接扇区分布，即逆时针方向时，三角形连接扇区超前星型连接30度。
[0150] 但是如果按照图3中所示的方法来确定三角形连接的相电压逆时针方向，所得到的结果如表3所示，其扇区直接比星型连接超前150度，扇区跨度太大，且其顺时针和逆时针方向偏移相位角不一致，该方法不可取。
[0151] 确定了三角形接法PMSM相电压方向之后，也就确定了电压空间矢量扇区的相角偏移，扇区确定后紧接着就是确定非零基本电压矢量的幅值。如图5所示，图5中(a)图为星型连接下基本电压矢量最大值求法；图5中(b)图为三角形连接下基本电压矢量最大值求法。星型连接相电压最大值为 第一扇区只有在U4和U6的作用时间T1＝T2＝Ts/2时，电压合成矢量Us才能达到最大值，此时的 因此U4max和U6max均只能
在Ts全部作用在该空间电压矢量上时才会出现，即 同
样可以根据此种方法求出图5(b)中电压空间矢量最大值为 表
1、表2和表3中Us幅值同样可以来佐证这一方法的可行性，通过该方法可以对比出三角形接法PMSM脉宽调制中，除了扇区相位不同于星型连接时外，电压矢量的幅值变为星型连接时倍。
在Ts全部作用在该空间电压矢量上时才会出现，即 同
样可以根据此种方法求出图5(b)中电压空间矢量最大值为 表
1、表2和表3中Us幅值同样可以来佐证这一方法的可行性，通过该方法可以对比出三角形接法PMSM脉宽调制中，除了扇区相位不同于星型连接时外，电压矢量的幅值变为星型连接时倍。
[0152] 在求取基本电压矢量作用时间时，由于扇区相位发生偏移，所以在每个扇区基本电压矢量的作用时间也发生了变化，基本求取方法按照图6中所示进行分步解析，并可以依次类推到其他5个扇区。
[0153] 以上所述，针对第一个问题中提供一种工程实用的改进型电压空间矢量脉宽调制，说明了改进之处和改进方法。调制方式仍然采用谐波含量较少的7段式调制，零矢量和非零矢量的切换顺序依然遵循每次只改变一次开关量的基本原则。
[0154] 针对第二个问题进行说明，根据三角形接法PMSM反馈环节的坐标变换的特殊性分析，其难点在于：
[0155] (1)相对于星型连接时来说，该坐标变换不仅仅考虑三相到两相数学意义上的变换和物理意义上磁动势的相等，三角形接法的PMSM由于其结构的原因，传感器采集回来的电流不再是相电流，而是线电流。三角形接法，线电流滞后相电流30度，且幅值是相电流的倍，星型连接时的坐标变换是基于A相电流与α坐标系完全重合实现的，现在线电流的A相滞后α坐标系30度，如图7所示。因此根据图7需要对用于闭环的三阶Clark变换进行改进。
[0156] (2)三角形接法的PMSM的坐标变换同样要考虑到iα和iβ作为滑模角度估算算法的输入，而滑模算法中基于相电压平衡方程建立的电流滑模观测器方程，需要先将采集的线电流转化为相电流，这个过程中存在相位和幅值的一个变换，同样可以参考图7，接着进行常规的三阶Clark变换(非第一难点中的改进型三阶Clark变换)，将这样求出的iα和iβ作为滑模角度估算算法的输入。
[0157] 针对第三个问题进行说明，三角形接法PMSM无传感器角度估算控制，其难点在于：
[0159] (2)同时滑模算法对电流采样的精度要求较高，做三角形接法PMSM的无传感器控制，同样为了节省成本，不采用电流传感器的方式采集电流，以采样电阻分压原理的方法取代，这种方法对电路设计和采样电阻的选取有很高要求。
[0160] (3)相对于星型连接PMSM控制而言，三角形接法PMSM由于结构原因，虽然对SVPWM算法作出改进，但是该矢量控制为了形成马鞍形的调制波，加入了三次谐波，电机为三角形连接时，电压中的三次谐波会形成环流通路，无论是相电流还是线电流均存在着谐波，畸变严重。这对本身就存在相应缺陷的滑模算法来说，即使采样电路精度很高，作为滑模输入的iα和iβ都不会是相对完美的正弦波形，会加剧反电势估算的振荡和误差，进一步影响到角度的估算，这是三角形接法PMSM做传感器控制的最大难点。
[0161] 同样针对这些难点，本发明对传统一阶滑模在算法上作出改进，其结构流程图如图8所示。可以看出，改进后的滑模估算算法其结构上主要由六个部分组成，分别是：改进型二阶滑模算法观测器、求取滑模面输入、构建滑模面、二阶耦合型反电势求解器、PLL(锁相环)转速和位置估算、反切函数位置估算。传统滑模观测器的输入仅仅为两相静止坐标系上电压Uα和Uβ，电流iα和iβ。与图8中对比可以看出改进后的滑模观测器相对复杂。其主要算法为：
[0162] 两相静止坐标系电流 和 的估算
[0163]
[0164] 其中， 为电流系数； 为电压系数。Eα和Eβ为基于两相坐标系α和β轴上的反电势分量，Zα和Zβ为基于两相坐标系α和β轴上的滑模饱和函数，该方程基于两相静止坐标系的数学方程实现，其主体与基础滑模观测器的原理一致。但其中元素如反电势的计算、代替传统滑模结构开关函数的饱和函数、也包括电流和电压系数的计算均有所改动，更加符合工程实用的特性，方便计算，缩短芯片运算时间。
[0165] 图8中所示，该算法中滑模面的选取是基于两相静止坐标系估算电流 和 与实际电流iα和iβ的差值等于0，来实现的边界层内部的线性函数。饱和函数Zα和Zβ的输出，与反电势Eα和Eβ构成了二阶耦合算法：
[0166]
[0167] 可以将公式(2)写成离散的形式：
[0168]
[0169] 式中，Fsmo1和Gsmo1均为二阶滑模系数，其中Fsmo1与最终估算出的转速相关；Gsmo1与电机的电感参数相关。根据该方法计算出的反电势分量可以确保振荡和毛刺较少，同时也能够有效防止空载转速过低时，估算出的反电势过小会导致估算位置和转速不准或者反复振荡问题，这些问题往往是传统滑模算法最容易出现的问题。该方法要求滑模输入的采样频率要高于主驱程序的运行频率，这点可以通过工程的方式在程序中实现。
[0170] 将求解出的两相坐标系α和β轴上的反电势分量Eα和Eβ作为反切函数和PLL锁相环的输入。传统滑模一般采用反切函数的方法估算PMSM转子位置，该方法在大量实验中得到证明，受到抖振和干扰严重，存在高频毛刺，估算出的转速波动和毛刺较多，且在低速时，反电势太小导致估算出的位置与实际电机转子位置误差较大，这样的系统低速带载启动能力差，且做策略切换时很容易失控。很多方法针对反切函数存在抖振和高频毛刺的问题进行滤波处理，这些方法同样是不可取的，很多滤波方式都会对幅值造成衰减或者引入相位的滞后。本发明中采用改进型二阶滑模方法的同时，配合使用PLL锁相环估算转子位置，PLL实际上是通过设计出一个基于转子估算位置和反电势的PI闭环的方法，来实现频率和相位的跟踪。该PI的输入为反电势根据估算角度进行两相静止坐标系分配的差值与反电势模值的比值，同样有别于常规锁相环输入为给定角度与估算角度的误差，这样的PLL锁相环的设计稳定性和跟踪性好，估算出的角度变化平滑无毛刺，该PI的输出为估算的频率，可对该频率进行积分得出估算转子位置。
[0171] 本发明的实施例以一款三角形连接气泵电机的控制为例。该气泵电机为三角形接法的PMSM，额定功率为1.5kw，额定转速为1500r/min，极对数为3，额定电压380V。
[0172] 实验设备：1.5kw三角形接法气泵电机、380V功率电源、示波器、功率分析仪、扭矩传感器、对拖式台架设备、磁粉制动器、气泵专用DCAC控制器、12V直流稳压电源、外接式旋变(非原电机自带，可拆卸)、冷却水供应设备等。
[0174] 第一步，根据图1的三角形接法PMSM无位置传感器的控制方法结构框图，构建出三角形接法气泵PMSM控制的主要“程序状态机结构”和“算法闭环结构”。
[0175] 根据图9三角形接法气泵电机基本控制流程框图，可以看出程序中主要分为：Locked、Startup、SpeedLoopClosed、Poweroff、Standby五个主要状态，程序主要是在：使能、禁止、故障等指令或工况下实现五个状态之间的切换以及循环。
[0176] 从图1中可知，整个算法的闭环结构主要由：前向通道部分的转速环、电流环、逆Park变换、三角形接法下的改进型SVPWM、反馈环节的线电流到两相静止坐标系的变换、线电流到相电流再到两相静止坐标系的变换、Park变换、改进型二阶滑模算法、反切函数、PLL锁相环角度估算算法等主要部分构成。
[0177] 第二步，确定好程序的基本结构之后，首先要对不同阶段的算法进行验证。
[0178] 可以先通过程序中的状态开关，关闭反馈环节部分有关角度估算部分的算法。通过给定固定角频率，先验证改进型SVPWM调制算法。给定固定角频率的前提下，可以通过仿真器连接控制器，在开发环境界面进行实时在线观测，观测ABC三相输出的比较寄存器的值是否为相差120度的规则马鞍形波形，输出波形在相位、幅值、波形上只要一种不符合要求就说明改进型SVPWM调制算法存在问题。
[0179] 这一步骤通过之后，通过程序开关，放开电流闭环部分的算法，给定固定角频率，给定一定的电流驱动电机开环运行。首先通过上位机观测CAN线上的dq轴电流响应情况；再将给定电流矢量的幅值Iscmd与示波器所钳的相电流幅值进行对比；同时观测给定电压矢量Us的幅值与功率分析仪所钳相电压的幅值进行对比。这三个测试实验都通过了就可以证明改进型SVPWM可以驱动三角形接法的PMSM。
[0180] 前向通道算法验证完成后，打开程序中反馈环节部分二阶改进型滑模角度估算算法，但是此时不是急于用该估算的算法去完成整个程序的闭环。将电机的轴端安装一个临时的旋变，需要在程序中对该旋变信号进行采集，将采集回来的旋变信号用于转速闭环，而将改进型二阶滑模只进行计算，该状态下调节至不同转速，来对比改进型二阶滑模估算出的角度与电机转子的实际位置。图10是三角形接法PMSM在转速为480r/min时，通过仿真器连接控制器，以CCS开发环境对两种方式下获取的角度变量进行对比的数据，图中上面规则的锯齿波是实际旋变采集回来的，而下面波浪状的锯齿波形则是改进型二阶滑模算法估算出的转子位置。仿真器连接控制器实时仿真作图精度相对较高，实时性也好，图10中可以看出改进后的滑模算法在480r/min的转速下，估算角度的更新周期与实际的角度周期保持一致，相位稍有偏差，因为此时的转速较低，估算的反电势较小，因此估算出的角度在每个周期内变化呈现出一定的波动，但是此种波动不是高频的，同样也不是剧烈的振荡，也没有高频毛刺的存在，初步验证基本满足本次发明通过改进估算算法所达到的预期效果。
[0181] 为了避免仿真器采集数据进行对比太过理想，实验验证时，同时也用示波器对两种信号进行采集，分别如图11和图12所示。图11是500r/min时示波器采集旋变角度和估算角度对比数据；图12是1500r/min电机达到额定转速时示波器采集旋变角度和估算角度对比数据。首先示波器抓取图片时，可以发现存在很多的高频毛刺，这些毛刺是实验时示波器探头受到高压信号干扰所致，不同的钳位所造成的毛刺不同，当然也不排除该估算算法导致的高频毛刺。对比两幅图可知，低速时估算的角度同一周期内存在明显波动，这一点也佐证了图10中的实时数据，相位上存在偏差。转速较高时，估算角度跟实际的旋变角度吻合度较高，相位上几乎没有偏差，并且同一周期范围内估算的角度无波动。基本符合本次发明的预期技术效果。
[0182] 完成了上述一系列的验证后，将电机端临时安装的旋变拆除，程序中闭合角度估算闭环的软件开关，进一步验证角度估算的闭环效果，包括空载和带载的情况。
[0183] 第三步，根据图9三角形接法气泵电机简易控制流程框图，将程序中的相关软件开关完全放开，验证程序在不同指令和状态下的状态切换和转移。如图中所示完成上电逻辑之后，电机控制进入到ready状态，没有完成这一过程则出现上电自检故障，需要下电检查各传感器等等。在正常进入ready状态后，主驱程序和故障的检测处于并行的状态，发生故障(气泵的故障及处理相对与主驱电机而言，比较单一，此处发生相应故障时都设置为直接掉ready)时，会直接打断当前所执行任一阶段的主驱程序，进入故障处理状态。主驱程序主体是一较为简单的顺序结构，ready状态下需要时刻检测是否存在禁止的指令，存在禁止指令时会根据当前处于的状态分别作出处理，当前处于Locked和Startup状态时，转速较低，一旦接受到禁止指令，直接封波进入Standby状态；当前处于SpeedLoopClosed时，电机一般运行在较高转速，需要先将给定转速降低至300r/min，当实际转速稳定至300r/min时，直接封波进入Standby状态。Standby状态是一个时刻检测指令的状态，当检测到使能指令时，立刻进入Locked状态。进入Locked状态后就是一个顺序逻辑，会依次进入Startup状态，经过启动，完成切环，进入SpeedLoopClosed状态，程序主要是运行在SpeedLoopClosed状态，以一定的高转速稳态运行，完成打气，当VCU检测到气压符合既定要求时，会发出禁止指令，气泵停止工作。
[0184] 验证完成整个状态切换、循环、跳跃的过程，需要进行带载测试。这将是验证该改进型驱动SVPWM算法和改进型二阶滑模角度估算算法最重要也是最后的一步。带载测试同样能够验证估算角度的准确性，能够验证整个系统的带宽与鲁棒性。带载测试包括了：额定转速下的外特性测试、带载启动能力(包括带载启动时间、带载启动力矩)测试、带载切环测试、带载阶跃1000r/min(该气泵电机额定转速为1500r/min)为步长的加速和减速阶跃测试、稳定转速下突加或者突减20N.m(已经超过额定扭矩)抗负载干扰测试等等。实验所用三角形接法无位置传感器永磁同步电机额定转速为1500r/min，为车用的气泵低速电机，在该实验验证系统上实现了“转速步长为1000r/min的急加速和急减速阶跃”，是该算法在技术上一个很大的突破。
[0185] 采用了本发明的针对三角形接法永磁同步电机无位置传感器进行控制的方法及其验证系统，在没有进行估算角度和估算转速闭环的前提下，给定固定的角频率进行电流环闭环，三角形接法PMSM改进型SVPWM控制能够实现电流(给定电流矢量幅值与实际示波器测试相电流幅值相同，同时dq轴电流响应良好)和电压(给定电压矢量幅值与功率分析仪测试相电压幅值相同)的有效跟踪；采用三相线电流到两相静止坐标系的坐标变换能够实现dq轴的电流闭环，采用先由线电流到相电流的变换，再由相电流到两相静止坐标系的变换作为改进型滑模观测器的输入，能够实现滑模观测器初步估算转速正确。改进型二阶滑模算法与PLL锁相环配合，能够实现估算出的角度与实际旋变测试的角度在相位和周期上吻合；能够实现估算出的角度平滑、无振荡、无毛刺，估算出的转速连续、无奇点、无高频毛刺；能够实现启动策略与滑模估算转速闭环策略的带载平滑切换，并且能够带载实现转速步长为1000r/min(该三角形PMSM气泵电机额定转速1500r/min)的急加速和急减速阶跃，能够实现维持在某一转速，突然施加或者撤去20N.m负载时，转速突变后可以迅速恢复至给定转速，即有良好的动态响应能力和稳态抗负载干扰能力。
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