本发明涉及低噪声分组变换器(Low Noise Block Converter，以下称为LNB)，特别涉及适于接收多个卫星各自发送的多种极化波信号的LNB。

以往，开发了接收从多个卫星发送的多个极化波信号、并将这些极化波信号变换成中频的LNB。例如，日本公开专利公报的特开2004-350149号公报(2004年12月9日公开，以下的专利文献1)中所述的LNB具有从N个(N≥2)卫星的各个卫星接受M(M≥2)种极化波、分别与一个卫星相对应并变换成M个中频带，使得从对应的卫星接受的M种极化波信号的频带不重复的N个频率变换电路；分别与一个卫星相对应、并将来自对应的卫星的频带变换后的M种极化波信号进行频率多路复用，而生成第1合成信号的N个第1信号耦合器；以及从N个第1合成信号允许重复和任意选择M个第1合成信号，并从选择的各自的第1合成信号任意取出一个极化波信号、将取出的M个极化波信号进行频率多路复用，而生成第2合成信号的信号组交换电路。通过这样，不仅对于一个卫星的极化波信号，而且对于多个卫星的极化波信号，也能够通过一根缆线同时输出。该系统的代表性的构成及动作原理如下所述。
图19为专利文献1所述的LNB11的构成例。
根据LNB11，则多个卫星120A及120B(在该例中位于110°及119°的两个卫星)发送的各信号用于线100接收，利用馈电喇叭101(对于110°是101A、对于119°是101B)分离为右旋极化波及左旋极化波，进行分波为共计四个信号(110°R、110°L、119°R、119°L)。该极化波信号的频率都具有12.2GHz～12.7GHz的频带。
上述四个信号的各个信号通过放大器(对于110°R是102A、对于110°L是102B、对于119°R是102C、对于119°L是102D)及镜像去除滤波器，输入到频率变换器112。
进行分析变换的频率变换器112，由混频器103A、103B、104A、104B及两个本机振荡器109A、109B构成。混频器103A对于110°L设置，混频器103B对于119°L设置，混频器104A对于110°R设置，混频器104B对于119°R设置。这样，第1混频器对于各极化波信号路径各用一个构成，共计用四个构成。本机振荡器109A的振荡频率是11.25GHz，将本机振荡信号供给混频器103A、103B，本机振荡器109B的振荡频率是14.35GHz，将本机振荡信号供给混频器104A、104B。
将110°L信号与11.25GHz的本振信号用混频器103A进行相乘，从而对于110°L信号得到950MHz～1450MHz的中频，将110°R信号与14.35GHz的本振信号用混频器104A进行相乘，从而对于110°R信号得到1650MHz～2150MHz的中频。对于来自119°的卫星的信号。经过同样的经纬度，对于119°L信号也得到950MHz～1450MHz的中频，对于119°R信号也得到1650MHz～2150MHz的中频。
混频器103A的输出通过低通滤波器后，输入第1混合器106A，混频器104A的输出通过高通滤波器后，输入第1混合器106A。混频器103B的输出通过低通滤波器后，输入第1混合器106B，混频器104B的输出通过高通滤波器后，输入第1混合器106B。通过这样，第1混合器106A及第1混合器106B的各混合器得到频率不重复的高频带(HBand)信号及低频带(Lband)信号及频率多路复用的第1合成信号。如图19所示的例子那样，在第1混合器106A输出的第1合成信号中，950MHz～1450MHz的频带是110°L信号，1650MHz～2150MHz的频带是110°R信号。另外，在第1混合器106B输出的第1合成信号中，950MHz～1450MHz的频带是119°L信号，1650MHz～2150MHz的频带是119°R信号。
再将该第1合成信号，输入信号组交换电路116。信号组交换电路116具有N×M(图中为2×4)的路径选择开关105、以及四个带旁路功能的频率变换器118(118A～118D)。
利用路径选择开关105来设定信号路径，决定将输入信号从out1～out4中的哪一个开关输出端输出。开关输出端分别与频率变换器118连接。频率变换器118是这样构成的，它能够选择使信号旁路的路径、和通过混频器119(119A～119D)的路径。从本机振荡器117将3.1GHz的本机振荡信号输入混频器119A～119D。
与频率变换器118A的输出连接使频率多路复用的信号中的高频带侧(1650MHz～1450MHz)通过、将低频带侧(950MHz～1450MHz)截止的滤波器107A，与频率变换器118B的输出连接有反之将高频带侧(165MHz～2150MHz)截止、使低频带侧(950MHz～1450MHz)通过的滤波器108A。同样，与频率变换器118C的输出连接有使频率多路复用的信号中的高频带侧(1650MHz～2150MHz)通过、将低频带侧(950MHz～1450MHz)截止的滤波器107B，与频率变换器118D的输出连接有反之将高频带侧(1650MHz～2150MHz)截止、使低频带侧(950MHz～1450MHz)通过的滤波器108B。
在该构成例中，与路径选择开关105的输出端out1、输出端out2、输出端out3、输出端out4分别连接用带旁路功能的频率变换器，这些频率变换器在后级分别接有使高频频带侧、低频带侧、高频带侧、低频带侧通过的滤波器。
另外，滤波器107A的输出及滤波器108A的输出作为第2混合器110A的输入，滤波器107B的输出及滤波器108B的输出作为第2混合器110B的输入。在各第2混合器110(110A、110B)中，将高频带输出信号与低频带输出信号进行混合，从而构成频率多路复用信号，从LNB输出端111(111A、111B)输出。
下面，以具体的例子说明信号组交换电路116的动作。
作为LNB11的输出1的信号(来自LNB输出端111A的输出信号)，考虑想得到低频带侧为110°L、高频带侧为110°L的信号的情况。首先，设定路径选择开关105，使得来自输入端in的输入信号向输出端out2输出。另外，设定为输出端out2连接的频率变换器118B，使得信号路径成为旁路。利用配置在频率变换器118B的后级的滤波器108A的作用，仅仅是低频带侧信号110°L信号输入到与LNB11的输出1连接的第2混合器110A的第1输入端。
接着，设定路径选择开关105，使得来自输入端in2的输入信号向输出端out1输出。另外，设定与输出端out1连接的频率变换器118A，使得成为信号经过混频器119A的路径，即利用3.1GHz的本振信号进行频率变换。利用频率变换器118A，将在输入端in2中的950MHz～1450MHz的频带是119°L信号、1650MHz～2150MHz的频带是119°R信号的信号，变换成950MHz～1450MHz的频带成为119°R信号、1650MHz～2150MHz的频带成为119°L信号的信号。利用配置在频率变换器118A的后级的滤波器107A的作用，仅仅是高频带侧信号即119°L信号输入到与LNB11的输出1连接的第2混合器110A的第2输入端。从第2混合器110A能够得到低频带侧成为110°L、高频带侧成为119°L的目标信号。
在LNB11中，如该例那样，通过利用路径选择开关105的路径选择、以及利用频率变换器118的旁路/频率变换的切换，能够得到全部组合的输出。
但是，在上述LNB中存在的问题是，作为得到任意的极化波信号用的信号组交换电路，必须要对于频率多重复用的信号再次进行频率变换用的混频器及本机振荡器。另外，若必须要进行这样追加的频率变换，则由此而为了得到本振频率的精度，必须要PLL等的频率调节装置。另外，由此还发生的问题是，容易产生性能上不需要的寄生信号，增加电流消耗，随着消耗电流增加而导致内部温度上升，以及NF(噪声指数)恶化等。
另外，作为表示LNB的以往构成的其它以往的文献，还有美国专利申请公开第2004/0209584号说明书(2004年10月21日公开)、美国专利申请公开第2004/0214537号说明书(2004年10月28日公开)、美国专利申请公开第2004/0005296号说明书(2005年1月6日公开)、以及美国专利申请公开第2004/0209588号说明书(2004年10月21日公开)。

本发明的目的在于提供抑制频率变换电路的规模的LNB。
为了达到上述目的，本发明的低噪声分组变换器，从多个卫星的各个卫星接受多种极化波信号，具有：将各个上述极化波信号进行放大的放大单元；将利用上述放大单元放大的上述极化波信号的各信号变换成多种频带的中频信号的频率变换单元；具有将利用上述频率变换单元生成的上述中频信号分别输入的输入端，并为了将各上述输入端输入的上述中频信号中所选择的信号从多个输出端中所选择的输出端输出、而能够选择连接上述输入端与上述输出端的路径的路径选择开关；以及将上述路径选择开关的输出中的多个输出进行混合而生成合成信号输出的混合器。
根据上述构成，则极化波信号利用放大单元进行放大，供给频率变换单元进行频率变换。对于频率变换单元从极化波信号进行变换而得到的多种频带的中频信号，在路径选择开关中选择路径，使得频带互相不重叠的多个中频信号对一个混合器成为输入，通过这样，该混合器能够生成具有频带互相不重叠的多个频带的合成信号。因而，在频率变换单元的后级可不进行信号的频率变换，而能够得到频率多路复用的信号。
如上所述，能够实现抑制频率变换电路的规模的LNB。
为了达到上述目的，本发明的其它的低噪声分组变换器，从多个卫星的各个卫星接受多种极化波信号，具有将各个上述极化波信号进行放大的放大单元；将利用上述放大单元放大的上述极化波信号的各信号变换成多种频带的中频信号的频率变换单元；将上述频率变换单元输出的上述多种频率的中频信号对每个上述极化波信号进行混合而生成第1合成信号输出的第1混合器；具有将利用上述第1混合器生成的上述第1合成信号分别输入的输入端，并为了将各上述输入端输入的上述第1合成信号中所选择的信号从多个输出端中所选择的输出端输出、而能够选择连接上述输入端与上述输出端的路径的路径选择开关；与上述路径选择开关的各上述输出端分别对应设置、并且上述路径选择开关的输出通过的滤波器；以及将上述滤波器中的多个输出进行混合而生成第2合成信号输出的第2混合器。
根据上述构成，则极化波信号利用放大单元进行放大，供给频率变换单元频率变换。频率变换单元将各极化波信号分别变换成多种频带的中频信号，第1混合器对每个极化波信号将多种频带的中频信号进行混合，生成第1合成信号。该第1合成信号中所选择的信号由路径选择开关所选择的输出端输出，但该输出端输出的第1合成信号通过滤波器，从而仅剩下其一部分带宽。对于一个第2混合器，通过将频带互相不重叠的多个滤波器的输出作为输入，从而各第2混合器能够生成具有频带互相不重叠的多个频带的第2合成信号。因而，在频率变换单元的后级可不进行信号的频率变换，而能够得到频率多路用的信号。
如上所述，具有能够实现抑制频率变换电路的规模的LNB的效果。
本发明还有的其它目的、特征以及优点利用以下所示的叙述将非常清楚。另外，利用参照附图的以下说明将明白本发明的好处。

图1所示为本发明的实施形态1，是表示LNB的主要部分构成方框图。
图2所示为本发明的实施形态2，是表示LNB的主要部分构成方框图。
图3所示为图2的LNB中生成第1合成信号的构成的变形例方框图。
图4(a)所示为本发明的实施形态3，是表示LNB的一部分构成方框图。
图4(b)所示为在图4(a)所示的LNB中镜像去除滤波器的频率特性与干扰波的关系图。
图5所示为本发明的实施形态4，是表示LNB的主要部分构成方框图。
图6所示为图5的LNB中的开关控制模式图。
图7所示为本发明的实施形态5，是表示LNB的一部分构成方框图。
图8所示为说明图7的动作用的第1信号频谱图。
图9所示为说明图7的动作用的第2信号频谱图。
图10所示为本发明的实施形态6，是表示LNB的一部分构成方框图。
图11所示为本发明的实施形态7，是表示LNB的一部分构成方框图。
图12(a)、(b)所示为本发明的实施形态8，是表示LNB的一部分构成方框图。
图13所示为本发明的实施形态9，是表示LNB的主要部分构成方框图。
图14所示为本发明的实施形态10，是表示LNB的主要部分构成方框图。
图15所示为本发明的实施形态11，是表示LNB的一部分构成方框图。
图16所示为本发明的实施形态12，是表示LNB的一部分构成方框图。
图17所示为本发明的实施形态13，是表示LNB的主要部分构成方框图。
图18所示为本发明的实施形态14，是表示LNB的主要部分构成方框图。
图19所示为以往技术，是表示LNB的主要部分构成方框图。

[实施形态1]以下，根据图1说明本发明的一实施形态。
在图1中所示为本实施形态有关的LNB1的构成。关于卫星，考虑与背景技术相同的卫星作为一个例子。
LNB1具有放大器(放大单元)202(对于110°R是202A、对于110°L是202B、对于119°R是202C、对于119°L是202D)、频率变换器(频率变换单元)212、路径选择开关205、以及混合器210(对于输出系统1是210A、对于输出系统2是210B)。另外，后述的馈电喇叭201也可以与LNB形成一体化。
来自两个卫星的下行链路信号用天线200接收，分别不同卫星输入到具有将极化波信号分离的功能的馈电喇叭201(对于110°是201A、对于119°是201B)。通过这样，各卫星的极化波信号被分离为右旋极化波及左旋极化波，进行分波为共计四个信号(110°R、110°L、119°R、119°L)。该极化波信号的频率都具有12.2GHz～12.7GHz的频率。
分离的各极化波信号，分别利用放大器202A～202D进行放大。这些放大器的输出作为频率变换器212的输入。频率变换器212对于每个极化波信号包含具有混频器203(对于110°R是203A、对于110°L是203B、对于119°R是203C、对于119°L是203D)的低频带频率变换路径、以及具有混频器204(对于110°R是204A、对于110°L是204B、对于119°R是204C、对于119°L是204D)的高频带频率变换路径。来自振荡频率为11.25GHz的本机振荡器208的本机振荡信号同时供给混频器203A～203D，来自振荡频率为14.35GHz的本机振荡器209的本机振荡信号同时供给混频器204A～204D。这样，对于与各极化波信号相对应的两个系统的混频器供给互相不同频率的本机振荡信号。
输入频率变换器212的各极化波信号分成两路信号，一路信号是通过低频带频率变换路径，进行频率变换成为低频带的中频信号。剩下的另一路信号通过高频带频率变换路径，进行频率变换成为高频带侧的中频信号。剩下的另一路信号通过高频带频率变换路径，进行频率变换成为高频带侧的中频信号。这里，低频带是950MHz～1450MHz，高频带是1650MHz～2150MHz。这样，各极化波信号预先分组变换成频带不重复的多种中频信号。
频率变换器212的各输出信号输入到路径选择开关205。路径选择开关205是具有将利用频率变换器212生成的中频信号分别输入的输入端in、并为了将各输入端in输入的中频信号中所选择的信号从多个输出端out中所选择的输出端输出而能够选择连接输入端in与输出端out的路径的N×M开关。另外，在输入端in是差动输入端、输出端out是差动输出端时，分别将一个差动对算作为一输入端或输出端。
这里，输入端in共计为八个，即对于110°R的高频带是in1，对于110°R的低频带是in2，对于110°L的高频带是in3，对于110°L的低频带是in4，对于119°R的高频带是in5，对于119°R的低频带是in6。对于119°L的高频带是in7，对于119°L的低频带是in8。另外，输出端out共计为四个，是out1～out4。而且，能够有选择地将输入端in1～in8的各输入端与输出端out1～out4的任一个连接。例如，能够将输入端in4与输出端out1连接，将输入端in7与输出端out2连接，将输入端in1与输出端out3连接，将输入端in6与输出端out4连接。也可以有不与输出端out连接的输入端in。
混合器210A将路径选择开关205的从输出端out1输出的信号与从输出端out2输出的信号混合，将利用混合而生成的合成信号从输出系统1的输出端211A输出。混合器210B将路径选择开关205的从输出端out3输出的信号与从输出端out4输出的信号混合，将利用混合而生成的合成信号从输出系统2的输出端211B输出。因而，由于通过进行路径选择开关205的路径选择设定，使得输出端out1与输出端out2的互相频带不重叠的高频带与低频带组合，另外输出端out3与输出端out4的互相频带不重叠的高频带与低频带组合，从而混合器210A、210B能够将频率不重复的信号彼此混合，因此作为合成信号，能够得到频率多路复用的所希望的信号。另外，也可以仅从输出系统1及输出系统2的任一方输出合成信号。
这样，根据本实施形态，则极化波信号利用放大器202进行放大，供给频率变换器212进行频率变换。对于频率变换器212从极化波信号进行变换而得到的多种频带的中频信号，在路径选择开关205中选择路径，使得频带互相不重叠的多个中频信号对一个混合器210成为输入，通过这样，该混合器210能够生成具有频带互相不重叠的多个频带的合成信号。因而，在频率变换器212的后级可不进行信号的频率变换，能够得到频率多路复用的信号。
如上所述，能够实现抑制频率变换电路的规模的LNB。
另外，通过这样，LNB1不仅对于一个卫星的极化波信号，而且对于多个卫星的极化波信号，也能够通过一根缆线同时输出，具有这样的与众所周知的文献相同的功能。
另外，LNB1具有频率变换器，仅用于生成中频信号，由于在各信号路径中仅包含一处进行频率变换的地方，因此与以往相比，可以减少频率变换器用的混频电路、本机振荡器、为了本机振荡频率稳定而使用的PLL频率合成器、以及PLL频率合成器用基准晶体振荡器等电路。由于能够减少这些电路，因此具有低消耗电流、减小电路规模、及降低成本的效果。特别是在进行集成电路化的情况下，由于减少电路规模而能够实现小型化，减少IC周边电路，降低成本的效果明显。再有。在性能方面，由于减少信号处理模块，因此能够抑制噪声产生量，作为接收装置具有改善重要的NF性能的效果。另外，能够改善因本机振荡器的高次谐波而引起的接收信号质量恶化现象。另外，能够抑制由PLL电路产生的因数字信号处理而引起的接收信号质量的恶化。再有，由于随着低消耗电流而能够抑制发热量，因此能够期待有延长产品寿命等的效果。
另外，对于卫星有大于等于三个的情况，或者一个卫星的极化波信号有大于等于三种的情况，本实施形态当然也是能够实施的。另外，对于频率变换器212生成大于等于三个的频带的中频信号的情况，也是同样的。
[实施形态2]以下，根据图2及图3说明本发明的其它实施形态。
在图2中所示为本实施形态有关的LNB2的构成。关于卫星，考虑与背景技术相同的卫星作为一个例子。
LNB具有放大器(放大单元)202(对于110°R是202A，对于110°L是202B、对于119°R是202C、对于119°L是202D)、频率变换器(频率变换单元)212、混合器206(对于110°R是206A、对于110°L是206B、对于119°R是206C、对于119°L是206D)、路径选择开关225、滤波器207、208(207A、207B、208A、208B)、以及混合器210(对于输出系统1是210A、对于输出系统2是210B)。另外，后述的馈电喇叭201也可以与LNB2形成一体化。
来自两个卫星的下行链路信号用天线200接收，分别不同卫星输入到具有将极化波信号分离的功能的馈电喇叭201(对于110°是201A、对于119°是201B)。通过这样，各卫星的极化波信号被分离为右旋极化波及左旋极化波，进行分波为共计四个信号(110°R、110°L、119°R、119°L)。该极化波信号的频率都具有12.2GHz～12.7GHz的频率。
分离的各极化波信号分别利用放大器202A～202D进行放大。这些放大器的输出作为频率变换器212的输入。频率变换器212对于每个极化波信号包含具有混频器203(对于110°R是203A、对于110°L是203B、对于119°R是203C、对于119°L是203D)的低频带频率变换路径、以及具有混频器204(对于110°R是204A、对于110°L是204B、对于119°R是204C、对于119°L是204D)的高频带频率变换路径。来自振荡频率为11.25GHz的本机振荡器208的本机振荡信号同时供给混频器203A～203D，来自振荡频率为14.35GHz的本机振荡器209的本机振荡信号同时供给混频器204A～204D。这样，对于与各极化波信号相对应的两个系统的混频器供给互相不同频率的本机振荡信号。
输入频率变换器212的各极化波信号分成两路信号，一路信号是通过低频带频率变换路径，进行频率变换成为低频带的中频信号。剩下的另一路信号通过高频带频率变换路径，进行频率变换成为高频带侧的中频信号。剩下的另一路信号通过高频带频率变换路径，进行频率变换成为高频带侧的中频信号。这里，低频带是950MHz～1450MHz，高频带是1650MHz～2150MHz。这样，各极化波信号预先分组变换成频带不重复的多种中频信号。
形成第1混合器的混合器206对于每个极化波信号，生成频率变换器212输出的高频带侧的中频信号与低频带侧的中频信号的合成信号输出。混合器206A将混频器204输出的高频带侧的中频信号与混频器203输出的低频带侧的中频信号混合，生成合成信号。混合器206B将混频器204B输出的高频带侧的中频信号与混合器203B输出的低频带侧的中频信号混合，生成合成信号。混合器206C将混频器204C输出的高频带侧的中频信号与混频器203C输出的低频带侧的中频信号混合，生成合成信号。混合器206D将混频器204D输出的高频带侧的中频信号与混频器203D输出的低频带侧的中频信号混合，生成合成信号，将这样生成的合成信号作为第1合成信号。
混合器206的各输出信号输入路径选择开关225。路径选择开关225是具有将利用混合器206生成的第1合成信号分别输入的输入端in、并为了将各输入端in输入的第1合成信号中所选择的信号从多个输出端out中所选择的输出端输出而能够选择连接输入端in与输出端out的路径的N×M开关。
这里，输入端in共计为四个，即对于110°R是in1，对于110°L是in2，对于119°R是in3，对于119°L是in4。而且，能够将输入端in1～in4的各输入端与输出端out1～out4中所选择的输出端连接。例如，能够将输入端in4与输出端out2连接，将输入端in4与输出端out1连接，将输入端in1与输出端out3连接，将输入端in3与输出端out4连接。另外，也可以有不与输出端out连接的输入端in。
滤波器207A是使路径选择开关225的输出端out1输出的第1合成信号中的高频带带宽通过的高频带选通滤波器。滤波器208A是使路径选择开关225的输出端out2输出的第1合成信号中的低频带带宽通过的低频带选通滤波器。滤波器207B是使路径选择开关225的输出端out3输出的第1合成信号中的高频带带宽通过的高频带选通滤波器。滤波器208B是使路径选择开关225的输出端out4输出的第1合成信号中的低频带带宽通过的低频带选通滤波器。
形成第2混合器的混合器210A，将滤波器207A输出的信号与滤波器208A输出的信号混合，将混合得到的合成信号从输出系统1的输出端211A输出。同样，形成第2混合器的混合器210B将滤波器207B输出的信号与滤波器208B输出的信号混合，将混合得到的合成信号从输出系统2的输出端211B输出。将这样生成的合成信号作为第2合成信号。由于第2合成信号由互相频带不重叠的高频带与低频带的组合形成，因此作为合成信号，能够得到频率多路复用的所希望的信号。另外，也可以仅从输入系统1及输出系统2的任一方输出第2合成信号。
这样，根据本实施形态，则极化波信号利用放大器202进行放大，供给频率变换器212进行频率变换。频率变换器212将各极化波信号分别变换成多种频带的中频信号，混合器206对每个极化波信号将多种频带的中频进行混合，生成第1合成信号。该第1合成信号中所选择的信号由路径选择开关225所选择的输出端输出，但该输出端输出的第1合成信号通过滤波器207或208，从而仅剩下其一部分带宽。对于一个混合器210，通过将频带互相不重叠的多个滤波器207、208的输出作为输入，从而各混合器210能够生成具有频带互相不重叠的多个频带的第2合成信号。因而，在频率变换器212的后级可不进行信号的频率变换，能够得到频率多路复用的信号。
如上所述，能够实现抑制频率变换电路的规模的LNB。
另外，通过这样，LNB2不仅对于一个卫星的极化波信号，而且对于多个卫星的极化波信号，也能够通过一条缆线同时输出，具有这样的与众所周知的文献相同的功能。
另外，LNB2具有频率变换器，仅用于生成中频信号，由于在各信号路径中仅包含一处进行频率变换的地方，因此与以往相比，可以减少频率变换器用的混频电路、本机振荡器、为了本机振荡频率稳定而使用的PLL频率合成器、以及PLL频率合成器用基准晶体振荡器等电路。由于能够减少这些电路，因此具有低消耗电流、减小电路规模、及降低成本的效果。特别是在进行集成电路化的情况下，由于减少电路规模而能够实现小型化，减少IC周边电路，降低成本的效果明显。再有。在性能方面，由于减少信号处理模块，因此能够抑制噪声产生量，作为接收装置具有改善重要的NF性能的效果。另外，能够改善因本机振荡器的高次谐波而引起的接收信号质量恶化现象。另外，能够抑制由PLL电路产生的因数字信号处理而引起的接收信号质量的恶化。再有，由于随着低消耗电流而能够抑制发热量，因此能够期待有延长产品寿命等的效果。
另外，对于卫星有大于等于三个的情况，或者一个卫星的极化波信号有大于等于三种的情况，本实施形态当然也是能够实施的。另外，对于频率变换器212生成大于等于三个的频带的中频信号的情况，也是同样的。
另外，对于卫星有大于等于三个的情况，或者一个卫星和极化波信号有大于等于三种的情况，本实施形态当然也是能够实施的。另外，对于频率变换器212生成大于等于三个的频带的中频信号、混合器206将它们混合而生成第1合成信号的情况，也是同样的。
下面，说明生成上述第1合成信号用的其它构成例。
图3所示为生成第1合成信号用的别的构成。在图2中，是将各极化波信号分别使用混频器203、204，进行频率变换成为高频带侧及低频带侧，然后利用混合器206将两个频带混合，但在图3中，将各极化波信号使用一个混频器，直接变换成具有高频带带宽及低频带带宽的两部分的第1合成信号。本机振荡器3输出的角频率为ω1的本机振荡信号与本机振荡器304输出的角频率ω2的本机振荡信号利用混合器305进行混合，形成合成信号，输入混频器301。因而，从表示向混频器301的发送侧的信号源302输入的角频率ω0的信号，利用混频器变换成具有角频率ω0-ω1及角频率ω0-ω2的两个频率的中频信号。
根据如上所述的本实施形态，则LNB2具有对每个极化波信号设置的大于等于一个的混频器、以及大于等于两个的本机振荡器，将极化波信号与本机振荡器输出的本机振荡信号用混频器进行相乘，通过这样将极化波信号进行频率变换成为中频信号。利用大于等于一个的混频器及大于等于两个的本机振荡器，能够将极化波信号进行频率变换成多种频带。
[实施形态3]以下，根据图4说明本发明的其它实施形态。
在图4(a)中所示为本实施形态的LNB的一部分。这是在图1的LNB1或图2的LNB2的频率变换器212的前级一侧具有镜像去除滤波器213而构成的。在该图中，特别将镜像去除滤波器213的输入与放大器202的输出连接，将镜像去除滤波器213的输出与频率变换器212的输入连接。
在频率变换器212中，例如图示为混频器204与本机振荡器209的组合，设所希望的中频为fIF，本振频率为fLO。这时，能够得到所希望的中频fIF的输入频率存在两个，即fiN＝fLO+fIF及fIN＝fLO-fIF。如图4(b)所示，在来自卫星的极化波信号为fIN＝fLO+fIF那样来决定fLO时，由于包含位于fLO-fIF频率的噪声的信号作为接收系统来说成为干扰波，因此利用镜像去除滤波器213将它除去，从而来改善接收性能。
[实施形态4]以下，根据图5及图6说明本发明的其它实施形态。
在图5中所示为本实施形态有关的LNB3的构成，LNB3是这样构成的，它在图1的LNB1中，为了能够使不使用的混频器停止动作，而对各混频器进行开关控制。作为开关，例如可以考虑采用使混频器的恒流源的电流接通和断开的开关。在使用混频器时，混频器因开关接通而动作，在不使用混频器时，混频器因开关断开而停止动作。
另外，在路径选择开关205的输出端out1与混合器210A之间，具有成为高频带选通滤波器的滤波器207A，在路径选择开关205的输出端out2与混合器210A之间，具有成为低频带选通滤波器的滤波器208A，在路径选择开关205的输出端out3与混合器210B之间，具有成为高频带选通滤波器的滤波器207B，在路径选择开关205的输出端out4与混合器210B之间，具有成为低频带选通滤波器的滤波器208B。
例如，假设没有输出系统2输出的信号，而作为来自输出系统1的合成信号，想要得到包含在低频带侧是110°L、在高频侧是110°R的信号的情况。为了得到所希望的信号，使用无线200→馈电喇叭201A→放大器202A→混频器204A→路径选择开关205(设定in1与out1之间作为路径)→滤波器207A→混合器210A→输出端211A的路径，以及使用天线200→馈电喇叭201A→放大器202B→混频器203B→路径选择开关205(设定in4与iut2之间作为路径)→滤波器208A→混合器210A→输出端211A的路径。这时进行开关控制，使得没有使用的混频器即203A、203C、203D、204B、204C及204D停止，通过这样能够减少功耗。
图6所示为从输出系统1得到所希望的合成信号时对各路径的各混频器接通及断开的组合情况。
另外，在图2的LNB2中也能够进行上述开关控制。
[实施形态5]以下，根据图7至图9说明本发明的其它实施形态。
在图7中所示为本实施形态有关的LNB的一部分。该LNB是这样构成的，它在图1的LNB1或图2的LNB2中，在各混频器的后级具有滤波器214。
滤波器214的输入与混频器203、204的各输出连接。在图7中对于频率变换器212所图示的是例如混频器204与本机振荡器209的组合。这里，若设所希望的中频为fIF，本振频率为fLO，来自卫星的极化波信号为fIN，则利用频率变换器212，生成fIN-fLO即差分量及fIN+fLO即和分量。其中不需要的分量利用混频器214除去。
图8所示为上述频率关系图。若设所希望的信号是fIN-fL0即差分量，则和为滤波器214，配置具有使所希望的信号通过、除去不要的和分量那样的特性的带通滤波器，通过这样能够得所希望的中频fIF。
图9所示也是上述频率关系图。若设所希望的信号是fIN-fLO即差分量，则作为滤波器214，配置具有使所希望的信号通过、除去不要的和分量那样的特性的低通滤波器，通过这样能够得到所希望的中频fIF。
[实施形态6]以下，根据图10说明本发明的其它实施形态。
在图10中所示为图1及图2的混合器210、以及图2的混合器206的具体构成。
混合器210及206具有第1电压电流变换单元351、第2电压电流变换单元352、电流加法单元353、以及电流电压变换单元354。
第1电压电流变换单元351作为差动放大器而构成，它具有将差动输入电压Vin1作为输入的构成差动对的NPN型晶体管301及302、以及使得流过该差动对的电流之和IO恒定的恒流恒305。第2电压电流变换单元352作为差动放大器而构成，它具有将差动输入电压Vin2作为输入的构成差动对的NPN型晶体管303及304、以及使得流过该差动对的电流之和IO恒定的恒流源306。
电流加法单元353是这样构成的，它使得第1电压电流变换单元351的两个输出端与第2电压电流变换单元352的两个输出端的一端彼此连接，而另一端也彼此连接，从而对晶体管301的集电极电流与晶体管303的集电极电流进行相加，而且对晶体管302的集电极电流与晶体管304的集电极电流进行相加。电流电压变换单元354将电流加法ufjq353的输出电流利用电阻307及308的电阻值R进行电流变换，以差动输出，作为混合器210及206的输出电压Vout。
若设Vin1＝A sinω1t，Vin2＝A sinω2t，则混合器输出用下式表示：Vout=AIoR2VT(sinω1t+sinω2t)]]>
式中，VT为热电压，用VT＝kT/q(q：库仑量，k：玻尔兹曼常数，T：绝对温度)表示。
这样，根据本实施形态，则混合器210及206将多个电压信号变换成电流，再进行相加，从而将输入进行混合。由于用电流进行相加，因此容易确保加法时的动态范围，另外在这之后使用电阻进行电流电压变换时，能够通过改变电阻值来控制输出电压。
[实施形态7]以下，根据图11说明本发明的其它实施形态。在图11中所示为图1的LNB1用混合器210进行混合及图2的LNB2用混合器206进行混合用的具体构成，是采用具有两个混频器203及204的混合器210及206的电路。
上述电路具有第1电流输出频率变换器451、第2电流输入频率变换器452、电流加法单元453、以及电流电压变换单元454。第1电流输出频率变换器451及第2电流输出频率变换器452相当于混频器203及204的一个及另一个。电流加法单元453及电流电压变换单元454相当于混合器210或206。但是，在混合器210的情况下，在电流加法单元453的前级插入路径选择开关205的路径。
第1电流输出频率变换器451是作为吉尔伯特型乘法器构成的，具有将频率变换的信号VINO作为输入的构成差动对的NPN型晶体管401及402、使得流过该差动对的电流之和IO恒定的恒流源416、与晶体管401的集电极连接并将本机振荡信号VLO1作为输入的构成差动对的NPN型晶体管403及404、以及与晶体管402的集电极连接并将本机振荡信号VLO1作为输入的构成差动对的NPN型晶体管405及406。
第2电流输出频率变换器452是作为吉尔伯特型乘法器构成的，具有将频率变换的信号VINO作为输入的构成差动对的NPN型晶体管407及408、使得流过该差动对的电流之和IO恒定的恒流源417、与晶体管407的集电极连接并将本机振荡信号VLO2作为输入的构成差动对的NPN型晶体管409及410、以及与晶体管408的集电极连接并将本机振荡信号VLO2作为输入的构成差动对的NPN型晶体管411及412。
电流加法单元453是这样构成的，它使得第1电流输出频率变换器451的两个输出端与第2电流输出频率变换器452的两个输出端的一端彼此连接，而另一端也彼此连接，从而对晶体管403与晶体管405的集电极电流之和、及晶体管409与晶体管411的集电极电流之和进行相加，而且对晶体管404与晶体管406的集电极电流之和、及晶体管410与晶体管412的集电极电流之和进行相加。电流电压变换单元454将电流加法单元453的输出电流利用电阻414及415的电阻值R进行电流变换，以差动输出，作为混合器210及206的输出电压Vout。
若设Vin0＝Asinω0t，VLO1＝BsinωL1t，VLO2＝BsinωL2t，则混合器输出用下式表示：Vout=I0R4VT2×AB2{sin(ω0-ωL1)t-cos(ω0+ωL1)t+sin(ω0-ωL2)t-cos(ω0+ωL2)t}]]>其中，除去频率和分量，设ω0-ωL1＝ω1，ω0-ωL2＝ω2，将上式进行整理，则为Vout=ABI0R8VT2(sinω1+sinω2t)]]>这样，根据本实施形态，混合器210及206将多个电流信号进行相加，从而将输入进行混合。
由于用电流进行相加，因此容易确保加法时的动态范围，另外在这之后使用电阻进行电流电压变换时，能够通过改变电阻值来控制输出电压。
[实施形态8]以下，根据图12说明本发明的其它实施形态。
在图12(a)及(b)中所示为混合器210及206通过将多个输入进行AC耦合或DC耦合来将多个输入混合的构成。
若设输入信号为Vin1＝Asinω1t，Vin2＝Asinω2t，则输出信号为Vout＝A(sinω1t+sinω2t)根据本实施形态，由于仅仅通过简单地连接，能够进行电压信号相加，因此电路构成简单。
[实施形态9]以下，根据图13说明本发明的其它实施形态。
在图13中所示为本实施形态有关的LNB4的构成。
LNB4是对图5的LNB3追加可变增益放大器215(215A～215H)而构成的。可变增益放大器215设置在频率变换器212与路径选择开关205之间。通过这样，可变增益放大器215调节信号功率，使得频率变换器212的输出信号对于配置在可变增益放大器215的后级的电路形成适当的信号电平。
可变增益放大器215A将混频器204A输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in1。可变增益放大器215B将混频器203A输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in2。可变增益放大器215C将混频器204B输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in3。可变增益放大器215D将混频器203B输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in4。可变增益放大器215E将混频器204C输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in5。可变增益放大器215F将混频器205C输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in6。可变增益放大器215G将混频器204D输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in7。可变增益放大器215H将混频器203D输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in8。
[实施形态10]以下，根据图14说明本发明的其它实施形态。
在图14中所示为本实施形态有关的LNB5的构成。
LNB5是对图2的LNB2追加可变增益放大器(235A～235D)而构成的。可变增益放大器235设置在混合器206与路径选择开关225之间。通过这样，可变增益放大器235调节信号功率，使得混合器206的输出信号对于配置在可变增益放大器235的后级的电路形成适当的信号电平。
可变增益放大器235A将混合器206A输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in1。可变增益放大器235将混合器206B输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in2。可变增益放大器235C将混合器206C输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in3。可变增益放大器235将混合器206D输出的信号放大，输入到路径选择开关205的输入端in4。
[实施形态11]以下，根据图15说明本发明的其它实施形态。
在图15中所示为路径选择开关205中的路径选择例子。另外，该图是图5的LNB3的路径选择开关205中的路径选择例子，但也可以适用于其它的LNB中的路径选择开关205及205。另外，为了简化说明，设路径选择开关205的输入端为四个。
如图15所示，设高频带的110°R输入到路径选择开关205的输入端in1，低频带的110°R输入到输入端in2，高频带的110°L输入到输入端in3，低频带的110°L输入到输入端in4。在希望从输出系统1得到像频带110°R+高频带110°R的频率多路复用的合成信号、同是从输出系统2得到低频带110°L+高频带110°R的频率多路复用的合成信号时，作为路径选择开关205的路径选择，是形成in1-out1之间的路径、in1-out3之间的路径、in2-out2之间的路径、以及in4-out4之间的路径。
因此，像in1那样，有时对一个输入端连接多个输出端，允许这样的路径选择。
根据本实施形态，由于在路径选择开关中对一个输入端能够连接多个输出端，因此一次用多个混合器能够得到各种信号组合。
[实施形态12]以下，根据图16说明本发明的其它实施形态。
在图16中所示为路径选择开关205中的路径选择禁止例子，另外，该图是图5的LNB3的路径选择开关205中的路径选择例子，但也可以适用于其它的LNB中的路径选择开关205及205。另外，为了简化说明，设路径选择开关205的输入端为四个。
如图16所示，设高频带的110°R输入到路径选择开关205的输入端in1，低频带的110°R输入到输入端in2，高频带的110°L输入到输入端in3，低频带的110°L输入到输入端in4。在希望从输出系统1得到像频带110°R+高频带110°R的频率多路复用的合成信号、同是从输出系统2得到低频带110°L+高频带110°R的频率多路复用的合成信号时，作为路径选择开关205的路径选择，是形成in1-out1之间的路径、in1-out3之间的路径、in2-out2之间的路径、以及in4-out4之间的路径。但是，若再将in3-out1之间连接，则由于输出端out1输出110°R的高频带与110°L的高频带的频率重复的信号，因此不能得到所希望的信号。
所以，禁止对一个输出端连接多个输入端。
根据本实施形态，则由于在路径选择开关中禁止对一个输出端连接多个输入端，因此不会有混合器将频带重叠的信号进行混合的危险。
[实施形态13]以下，根据图17说明本发明的其它实施形态。
在图17中所示为本实施形态有关的LNB6的构成。LNB6是将图14的LNB5中的滤波器207A、207B、208A、208B作为带通滤波器(BPF)的LNB。
从路径选择开关225输出频率多路复用的第1合成信号，往往它们包含低频带及高频带的两个频带。为了从该第1合成信号仅抽取所希望的频带，作为滤波器207A、207B、208A、208B，则如上所述采用仅使所希望的频带通过的BPF。在图17中，使信号通过用仅使高频带通过的BPF构成的滤波器207(207A、207B)和用仅使低频带通过的BPF构成的滤波器208(208A、208B)，从而使得输入混合器210的频率区域不重复，这样从输出端211取出所希望的第2合成信号。
另外，本实施形态也能够适用于图2的LNB2。
[实施形态14]以下，根据图18说明本发明的其它实施形态。
在图18中所示为本实施形态有关的LNB7的构成。LNB7是将图14的LNB5中的滤波器207A、207B作为高通滤波器(HPF)，将滤波器208A、208B作为低通滤波器(LPF)。
从路径选择开关225输出频率多路复用的第1合成信号，往往它们包含低频率及高频带的两个频带。为了从该第1合成信号仅抽取所希望的频带，作为滤波器207A、207B、208A、208B，采用使所希望的频带通过、将不需要的频带截止的HPF及LPF。
在图18中，使信号通过作为使高频带通过而将低频带截止的HPF所构成的滤波器207(207A、207B)和作为使低频带通过而将高频带截止的LPF，从而使得输入混合器210的频带不重复，这样从输出端211取出由所希望的高频带与低频带组成的第2合成信号。
另外，本实施形态也能够适合于图2的LNB2。
以上所述，本发明的低噪声分组变换器，从多个卫星的各个卫星接受多种极化波信号，具有：将各个上述极化波信号进行放大的放大单元；将利用上述放大单元放大的上述极化波信号的各信号变换成多种频带的中频信号的频率变换单元；具有将利用上述频率变换单元生成的上述中频信号分别输入的输入端，并为了将各上述输入端输入的上述中频信号中所选择的信号从多个输出端中所选择的输出端输出、而能够选择连接上述输入端与上述输出端的路径的路径选择开关；以及将上述路径选择开关的输出中的多个输出进行混合、而生成合成信号输出的混合器。
根据上述构成，极化波信号利用放大单元进行放大，供给频率变换单元进行频率变换。对于频率变换单元从极化波信号进行变换而得到的多种频带的中频信号，在路径选择开关中选择路径，使得频带互相不重叠的多个中频信号对一个混合器成为输入，通过这样，该混合器能够生成具有频带互相不重叠的多个频带的合成信号。因而，在频率变换单元的后级可不进行信号的频率变换，而能够得到频率多路复用的信号。
如上所述，能够实现抑制频率变换电路的规模的LNB。
本发明的其它的低噪声分组变换器，从多个卫星的各个卫星接受多种极化波信号，具有：将各个上述极化波信号进行放大的放大单元；将利用上述放大单元放大的上述极化波信号的各信号变换成多种频带的中频信号的频率变换单元；将上述频率变换单元输出的上述多种频率的中频信号对每个上述极化波信号进行混合、而生成第1合成信号输出的第1混合器；具有将利用上述第1混合器生成的上述第1合成信号分别输入的输入端，并为了将各上述输入端输入的上述第1合成信号中所选择的信号从多个输出端中所选择的输出端输出、而能够选择连接上述输入端与上述输出端的路径的路径选择开关；与上述路径选择开关的各上述输出端分别对应设置、并且上述路径选择开关的输出通过的滤波器；以及将上述滤波器中的多个输出进行混合、而生成第2合成信号输出的第2混合器。
根据上述构成，则极化波信号利用放大单元进行放大，供给频率变换单元频率变换。频率变换单元将各极化波信号分别变换成多种频带的中频信号，第1混合器对每个极化波信号将多种频带的中频信号进行混合，生成第1合成信号。该第1合成信号中所选择的信号由路径选择开关所选择的输出端输出，但该输出端输出的第1合成信号通过滤波器，从而仅剩下其一部分带宽。对于一个第2混合器，通过将频带互相不重叠的多个滤波器的输出作为输入，从而各第2混合器能够生成具有频带互相不重叠的多个频带的第2合成信号。因而，在频率变换单元的后级可不进行信号的频率变换，而能够得到频率多路用的信号。
如上所述，能够实现抑制频率变换电路的规模的LNB。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即在上述频率变换单元的前级一侧具有镜频去除滤波器。
根据上述构成，则利用镜像去除滤波器除去镜像信号，从而能够改善接收性能。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即上述频率变换单元具有对每个上述极化波信号设置的大于等于两个的混频器、以及大于等于两个的本机振荡器，通过将上述极化波信号与上述本机振荡器输出的本机振荡信号利用上述混频器进行相乘，从而将上述极化波信号进行频率变换成为上述中频信号。
根据上述构成，利用大于等于两个的混频器及大于等于两个的本机振荡器，能够将极化波信号进行频率变换成为多种频带。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即上述频率变换单元具有对每个上述极化波信号设置的大于等于一个的混频器、以及两个及两个以上的本机振荡器，通过将上述极化波信号与上述本机振荡器输出的本机振荡信号利用上述混频器进行相乘，从而将上述极化波信号进行频率变换成为上述中频信号。
根据上述构成，则利用大于等于一个的混频器及大于等于两个的本机振荡器，能够将极化波信号进行频率变换成多种频带。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即能够控制上述混频器的动作及停止。
根据上述构成，则通过使得不使用的混频器停止，能够减少功耗。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即上述频率变换单元在上述混频器的后级具有滤波器。
根据上述构成，则能够利用滤波器除去利用频率变换单元进行的频率变换而产生的不需要的频率分量。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即上述滤波器是带通滤波器。
根据上述构成，则能够利用带通滤波器除去利用频率变换单元进行的频率变换而产生的不需要的频率分量。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即上述滤波器是低通滤波器。
根据上述构成，则能够利用低通滤波器除去利用频率变换单元进行的频率变换而产生的不需要的频率分量。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即对上述混合器的多个输入分别是电压信号，上述混合器将多个上述电压信号分别进行电压电流变换，将这样得到的电流进行相加，从而将多个上述输入进行混合。
根据上述构成，则混合器将多个电压信号变换成电流，再进行相加，从而将输入进行混合。由于用电流进行相加，因此容易确保加法时的动态范围，另外在这之后使用电阻进行电流电压变换时，能够通过改变电阻值来控制输出电压。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即对上述第1混合器及上述第2混合器的输入分别是电压信号，上述第1混合器及上述第2混合器将多个上述电压信号分别进行电压电流变换，将这样得到的电流进行相加，从而将多个上述输入进行混合。
根据上述构成，则上述第1混合器及上述第2混合器将多个电压信号变换成电流，再进行相加，从而将输入进行混合。由于用电流进行相加，因此容易确保加法时的动态范围，另外在这之后使用电阻进行电流电压变换时，能够通过改变电阻值来控制输出电压。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即对上述混合器的多个输入分别是电流信号，上述混合器将多个上述电流依信号进行相加，从而将多个上述输入进行混合。
根据上述构成，则混合器将多个电流信号进行相加，从而将输入进行混合。由于用电流进行相加，因此容易确保加法时的动态范围，另外在这之后使用电阻进行电流电压变换时，能够通过改变电阻值来控制输出电压。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即对上述第1混合器的输入分别是电流信号，上述第1混合器将多个上述电流信号进行相加，从而将多个上述输入进行混合。
根据上述构成，则第1混合器将多个电流信号进行相加，从而将输入进行混合。由于用电流进行相加，因此容易确保加法时的动态范围，另外在这之后使用电阻进行电流电压变换时，能够通过改变电阻值来控制输出电压。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即上述混合器将对上述混合器的多个输入进行AC耦合或DC耦合，从而进行混合。
根据上述构成，则由于仅仅通过简单的连接，能够进行电压信号相加，因此电路构成简单。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即上述第1混合器将对上述第1混合器的多个输入进行AC耦合或DC耦合，从而进行混合。
根据上述构成，则由于仅仅通过简单地连接，能够进行电压信号相加，因此电路构成简单。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即具有调节上述频率变换单元输出的上述中频信号的信号功率后、输入上述路径选择开关的可变增益放大器。
根据上述构成，则利用可变增益放大器来调节信号功率，使得频率变换单元的输出信号对于配置在可变增益放大器的后级的电路形成适当的信号电平。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即具有调节上述第1混合器输出的上述第1合成信号的信号功率后、输入上述路径选择开关的可变增益放大器。
根据上述构成，则利用可变增益放大器来调节信号电平，使得第1混合器的输入信号对于配置在可变增益放大器的后级的电路形成适当的信号电平。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即在上述路径选择开关中选择路径时，对一个上述输入端能够连接的上述输出端可以设为多个。
根据上述构成，则由于在路径选择开关中对一个输入端能够连接多个输出端，因此一次用多个混合器能够得到各种信号组合。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即在上述路径选择开关中选择路径时，对一个上述输出端能够连接的上述输入端禁止设为多个。
根据本实施形态，则由于在路径选择开关中对一个输出端禁止连接多个输入端，因此不会使混合器将频带重叠的信号进行混合的危险。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即多个上述滤波器包含从上述第1合成信号中使规定的频带通过的带通滤波器。
根据上述构成，则利用带通滤波器，能够使第1合成信号中的仅仅所希望的频带通过。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即多个上述滤波器包含从上述第1合成信号中使规定的低频侧频带通过的低通滤波器。
根据上述构成，则利用低通滤波器，能够使第1合成信号中的仅仅所希望的低频带通过。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即多个上述滤波器包含从上述第1合成信号中使规定的高频侧频带通过的高通滤波器。
根据上述构成，则利用高通滤波器，能够使第1合成信号中的仅仅所希望的高频带通过。
本发明的低噪声分组变换器可以这样构成，即上述第2混合器将对上述第2混合器的多个输入进行AC耦合或DC耦合，从而进行混合。
根据上述构成，则由于仅仅通过简单的连接，能够进行电压信号相加，因此电路构成简单。
发明的详细说明中提出的具体实施形态或实施例，始终只是为了阐明本发明的技术内容，不应该仅限定于那样的具体例进行狭义的解释，在本发明的精神及下述的权利要求项的范围内，可以进行种种变更并加以实施。