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一种基于电荷 泵的高压驱动电路

阅读：324发布：2020-05-08

专利汇可以提供一种基于电荷泵的高压驱动电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明提供一种基于电荷泵的高压驱动电路，结构简单，设计合理，能够提供连续稳定的高压浮动电源，很好地实现电机驱动器的持续高压驱动。其包括依次连接的电荷泵电路、电平转换电路和MOSFET关断电路；所述的电荷泵电路用于根据连接的功率电源VP输出高于功率电源VP且连续稳定的浮动电源；所述的电平转换电路用于根据连接的高压控制信号 VIN，将接入的浮动电源转化为高压驱动电压；所述的MOS关断电路用于接入高压驱动电压对输出端连接的VDMOS进行驱动和保护。，下面是一种基于电荷泵的高压驱动电路专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种基于电荷泵的高压驱动电路，其特征在于，包括依次连接的电荷泵电路、电平转换电路和MOSFET关断电路；
所述的电荷泵电路用于根据连接的功率电源VP输出高于功率电源VP且连续稳定的浮动电源；
所述的电平转换电路用于根据连接的高压控制信号VIN，将接入的浮动电源转化为高压驱动电压；
所述的MOSFET关断电路用于接入高压驱动电压并对输出端连接的VDMOS进行驱动和保护；
所述电荷泵电路包括电阻R1、电容C1与反相器组成的振荡器单元，以及电容C2、C3和二极管D1、D2；电容C1一端接地，另一端接反相器的输入端；电阻R1两端分别接反相器的输入端和输出端；反相器的输出端连接电容C3的一端，二极管D1 阴极和二极管D2 阳极与电容C3另一端连接，功率电源VP、二极管D1阳极与电容C2一端相连，二极管D2阴极、电容C2另一端与电荷泵电路的输出相连；
所述电平转换电路包括NPN双极晶体管Q1、PNP双极晶体管Q2、以及电阻R2、R3、R4；电源电压VDD接NPN双极晶体管Q1的基极，电阻R2的一端接NPN双极晶体管Q1的发射极，电阻R2另一端接高压控制信号VIN，NPN双极晶体管Q1的集电极接电阻R3一端及PNP双极晶体管Q2的基极，电阻R3另一端及电阻R4一端接电荷泵电路的输出，PNP双极晶体管Q2的发射极接电阻R4另一端，PNP双极晶体管Q2的集电极接电平转换电路的输出。
2.根据权利要求1所述的一种基于电荷泵的高压驱动电路，其特征在于，所述电荷泵电路中电容C3、C2的容值范围均为0.1μF～100μF。
3.根据权利要求1所述的一种基于电荷泵的高压驱动电路，其特征在于，所述电平转换电路中，电源电压VDD、NPN双极晶体管Q1及电阻R2决定了电流源的电流值，电阻R2的值通过式R2＝(VDD-VBE)/I1确定，其中VDD作为NPN双极晶体管Q1的基极电压，VBE为NPN双极晶体管Q1的基极-发射极结压降，I1为电流源电流设计值。
4.根据权利要求1所述的一种基于电荷泵的高压驱动电路，其特征在于，所述电平转换电路中，电流源电流I1、PNP双极晶体管Q2及电阻R3和电阻R4决定了电平转换电路输出的电流值，电阻R4的值通过式R4＝(R3×I1-VEB)/I2确定，其中VDD作为PNP双极晶体管Q2的基极电压，VEB为PNP双极晶体管Q2的发射极-基极结压降，I2为电平转换电路输出的电流值。
5.根据权利要求1所述的一种基于电荷泵的高压驱动电路，其特征在于，所述MOSFET关断电路包括二极管D3、稳压管D4、电阻R5、电阻R6、NPN双极晶体管Q4和PNP双极晶体管Q3；电平转换电路的输出接二极管D3的阳极、电阻R5的一端、NPN双极晶体管Q4的集电极和PNP双极晶体管Q3的基极；稳压管D4的阳极连接R5另一端、NPN双极晶体管Q4的发射极和电阻R6的一端；NPN双极晶体管Q4的基极连接电阻R6的另一端及PNP双极晶体管Q3的集电极；二极管D3的阴极、PNP双极晶体管Q3的发射极和稳压管D4的阴极连接高压驱动电路的输出VO。

说明书全文

一种基于电荷泵的高压驱动电路

技术领域

[0001] 本发明属于半导体混合集成电路领域，涉及用于无刷直流电机驱动方面的高压驱动电路，具体为一种基于电荷泵的高压驱动电路。

背景技术

[0002] 无刷直流电机具有调速性能良好、运行可靠、寿命长、结构简单及维护方便等优点，其应用范围广泛。电机驱动电路的电性能直接决定了电机工作的可靠性及稳定性，是电机系统的核心部分，因国内工艺水平的限制，国内高压电机驱动技术与国外相比存在很大差距，高压驱动芯片一直依赖进口的功率驱动芯片(如IR2110、IR2130系列功率MOS栅驱动IC)，主要采用自举技术形成悬浮的高压侧电源，进行全桥驱动电路的设计。自举式全桥驱动电路虽然具有结构简单、工作稳定等优点，但在驱动频率上仍具有明显的不足，驱动频率变化在数十Hz至数千Hz之间，无法提供数Hz及更低频率的连续驱动。工作频率与自举电容充放电情况直接相关，当电容没有充满，或者电容充满但持续工作时间较长，导致电容放电完毕，则高压驱动电路无法正常工作。

发明内容

[0003] 针对现有技术中存在的问题，本发明提供一种基于电荷泵的高压驱动电路，结构简单，设计合理，能够提供连续稳定的高压浮动电源，很好地实现电机驱动器的持续高压驱动。

[0004] 本发明是通过以下技术方案来实现：

[0005] 一种基于电荷泵的高压驱动电路，包括依次连接的电荷泵电路、电平转换电路和MOSFET关断电路；

[0006] 所述的电荷泵电路用于根据连接的功率电源VP输出高于功率电源VP且连续稳定的浮动电源；

[0007] 所述的电平转换电路用于根据连接的高压控制信号VIN，将接入的浮动电源转化为高压驱动电压；

[0008] 所述的MOS关断电路用于接入高压驱动电压对输出端连接的VDMOS进行驱动和保护。

[0009] 优选的，所述电荷泵电路包括电阻R1、电容C1与反相器组成的振荡器单元，以及电容C2、C3和二极管D1、D2；电容C1一端接地，另一端接反相器的输入端；电阻R1两端分别接反相器的输入端和输出端；反相器的输出端连接电容C3的一端，二极管D1 阴极和二极管D2 阳极与电容C3另一端连接，功率电源VP、二极管D1阳极与电容C2一端相连，二极管D2阴极、电容C2另一端与电荷泵电路的输出相连。

[0010] 进一步，所述电荷泵电路中电容C3、C2的容值均为0.1μF～100μF。

[0011] 优选的，所述电平转换电路包括NPN双极晶体管Q1、PNP双极晶体管Q2、以及电阻R2、R3、R4；电源电压VDD接NPN双极晶体管Q1的基极，电阻R2接NPN双极晶体管Q1的发射极，电阻R2另一端接高压控制信号VIN，NPN双极晶体管Q1的集电极接电阻R3一端及PNP双极晶体管Q2的基极，电阻R3另一端及电阻R4一端接电荷泵电路的输出，PNP双极晶体管的发射极接电阻R4另一端和PNP双极晶体管Q2的集电极接电平转换电路的输出。

[0012] 进一步，所述电平转换电路中，电源电压VDD、NPN双极晶体管Q1及电阻R2决定了电流源的电流值，电阻R2的值通过式R2＝(VDD-VBE)/I1确定，其中VDD作为NPN双极晶体管Q1的基极电压，VBE为NPN双极晶体管Q1的基极-发射极结压降，I1为电流源电流设计值。

[0013] 进一步，所述电平转换电路中，电流源电流I1、PNP双极晶体管Q2及电阻R3和电阻R4决定了电平转换电路输出的电流值，电阻R4的值通过式R4＝(R3×I1-VEB)/I2确定，其中VDD作为NPN双极晶体管Q2的基极电压，VEB为NPN双极晶体管Q2的发射极-基极结压降，I2为电平转换电路输出的电流值。

[0014] 优选的，所述MOSFET关断电路包括二极管D3、稳压管D4、电阻R5、电阻R6、NPN双极晶体管Q4和PNP双极晶体管Q3；电平转换电路的输出接二极管D3的阳极、电阻R5的一端、NPN双极晶体管Q4的集电极和PNP双极晶体管Q3的基极；稳压管D4的阳极连接R5另一端、NPN双极晶体管Q4的发射极和电阻R6的一端；NPN双极晶体管Q4的基极连接电阻R6的另一端及PNP双极晶体管Q3的集电极；二极管D3的阴极、PNP双极晶体管Q3的发射极和稳压管D4的阴极连接高压驱动电路的输出VO。

[0015] 与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

[0016] 本发明所述的高压驱动电路，由电荷泵电路通过电容充放电产生高于功率电源且连续稳定的浮动电源，当高压控制信号为低时，电平转换电路输出高于功率电源的高压驱动电压，驱动高压功率管；从而能够提供连续稳定的高压浮动电源，解决了自举式全桥驱动电路无法提供低频及连续驱动的问题。采用本发明设计的驱动电路在电机控制系统中具有广阔的应用前景。附图说明

[0017] 图1为基于电荷泵的高压驱动电路的结构原理图。

具体实施方式

[0018] 下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

[0019] 本发明一种基于电荷泵的高压驱动电路，由电荷泵电路、电平转换电路和MOSFET关断电路组成。

[0020] 如图1所示，所述电荷泵电路由电阻R1、电容C1与反相器组成的振荡器单元、电容C2、C3、及二极管D1、D2组成；电容C1一端接地，一端接反相器的输入端，电阻R1两端分别接反相器的输入、输出端，反相器的输出连接电容C3一端，D1阴极、D2阳极与电容C3另一端连接，功率电源VP、D1阳极与电容C2一端相连，D2阴极、C2另一端与电荷泵电路的输出相连。

[0021] 所述电平转换电路由NPN双极晶体管Q1、PNP双极晶体管Q2、电阻R2、R3、R4组成，电源电压VDD接NPN双极晶体管Q1的基极，R2接NPN双极晶体管Q1的发射极，R2另一端接高压控制信号VIN，NPN双极晶体管Q1的集电极接R3一端及PNP双极晶体管的基极，R3另一端及R4一端接电荷泵电路的输出，PNP双极晶体管的发射极接R4另一端，PNP双极晶体管的集电极接电平转换电路的输出。

[0022] 所述MOSFET关断电路由二极管D3、稳压管D4、电阻R5、R6、NPN双极晶体管Q4、PNP双极晶体管Q3组成，电平转换电路的输出接二极管D3的阳极、R5的一端、NPN双极晶体管Q4的集电极、PNP双极晶体管Q3的基极，稳压管D4的阳极连接R5另一端、NPN双极晶体管Q4的发射极、R6的一端，NPN双极晶体管Q4的基极连接R6的另一端及PNP双极晶体管Q3的集电极，二极管D3的阴极、PNP双极晶体管Q3的发射极、稳压管D4的阴极连接高压驱动电路的输出VO。

[0023] 所述电荷泵电路，电容C3、C2的容值为0.1μF～100μF。

[0024] 所述电平转换电路，VDD、NPN双极晶体管Q1及电阻R2决定了电流源的电流值，电阻R2的值通过式R2＝(VDD-VBE)/I1确定，其中VDD为NPN双极晶体管Q1的基极电压，VBE为NPN双极晶体管Q1的基极-发射极结压降，I1为电流源电流设计值。

[0025] 所述电平转换电路，电流源电流I1、PNP双极晶体管Q2及电阻R3、R4决定了电平转换电路输出的电流值，电阻R4的值通过式R4＝(R3×I1-VEB)/I2确定，其中VDD为NPN双极晶体管Q2的基极电压，VEB为NPN双极晶体管Q2的发射极-基极结压降，I2为电平转换电路输出的电流值。

[0026] 具体的，本电路中的参数选择不唯一，作为实施例，为了说明本发明的参数选择和工作过程，设定电源电压VDD为12V，设计输出驱动电流I2为200mA，设定二极管D1、D2的二极管压降均为VD。电荷泵电路产生高于功率电源的浮动电源，反相器与电容C1、R1组成振荡器，C1、R1的值决定了振荡频率，当反相器输出为低时，功率电源通过D1给C3充电，电容C3电压为VP-VD；当反相器输出为高时，C3放电，C2充电，C2一端电压VDD+VP-2VD。通过二极管及电容充放电产生连续稳定的浮动电源，电容C2两端电压差为VDD-2VD。该电荷泵电路在高压功率管工作时，能够为栅源端提供连续稳定的驱动电压。电荷泵电路产生的浮动电源电压的损耗主要为二极管压降VD及IC输出电压幅度。IC输出电压幅度的损耗取决于电荷泵电路的输出驱动电流能力。例如，电荷泵电路需要提供50mA的电流，IC输出电压幅度最大减小2V。

[0027] 电平转化电路中高压控制信号为低时，NPN双极晶体管Q1导通，电流源电流设计值为2mA，R3阻值取1kΩ,则，

[0028] R2阻值为

[0029] R4阻值为

[0030] MOS关断电路的输出连接VDMOS的栅极，主要作用为VDMOS关断时，栅源电容快速放电，同时稳压管D4保护VDMOS的栅极。当给栅源电容充电时，通过二极管D3快速给VDMOS的栅极充电；当栅源电压高于稳压管D4的电压时，电流通过稳压管D4分流。

[0031] 本发明的上述实施例仅仅是为说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。凡是属于本发明的技术方案所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

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