在全世界范围内的半导体行业中，广泛地运用等离子处理系统来制做薄 膜，以在半导体片上制造期望的图案。
射频发生器产生并且精密调节射频(RF)功率。射频功率用于在等离 子室内产生高能环境，该等离子室是充入有低压惰性气体的玻璃盒子。在这 种环境下，通过刻蚀能够消除硅层，通过具有微观精度的溅射(sputtering) 和化学汽相沉积能够填加其它的化学层，直到达到所期望的组成。
通过在等离子处理当中改变诸如硅片等原料的电特性，可以制造像微处 理器、随机存取存储器等集成电路(ICs)，或者可以制造光盘。
设计下一代ICs的芯片制造者(Chipmakers)在等离子处理应用中面临 着巨大的技术挑战。这些挑战包括但是不局限于：膜厚度的紧密控制和精确 测量、晶片温度、气体和流动压力、以及室内杂质的分布。另一方面，在集 成电路的制造环境中，仅仅是等离子刻蚀处理就能够占到晶片碎片(wafer scrap)总数的一半。因此，等离子工具的可靠性和稳定性是决定刮晶片 (scraped wafer)的减少和最终ICs价格的关键要素。考虑到等离子装置制 造者正在实现能够在300mm的晶片上制造0.1um或更低的装置的系统，这 些挑战变得更为重要。
用于芯片制造的典型等离子处理布置一般包括RF功率发生器、阻抗匹 配网络、以及通过RF功率电缆与系统连接在一起的等离子室。
高度自动化的等离子处理装置由系统控制器控制。许多等离子处理系统 使用RF频谱内的低频(250kHz-400kHz)范围、中频(2MHz，4MHz) 范围和高频(13.56MHz，27.12MHz)范围的射频(RF)能量。虽然VHF (这里使用的范围在40-300MHz)高功率发生器更为复杂，但是由于VHF 高功率发生器具有更好的离子均匀性和穿过晶片的辐射通量、晶片之间和每 个晶片里面的刻蚀的比率的变化更低、更高的集成电路生产率和可重复性， 所以可以获得较高的产量和较低的成本。因此，VHF等离子处理系统对于 系统设计者和集成电路制造者来说是非常有吸引力的。
等离子刻蚀反应器(Plasma etching reactor)一般包括在真空室内的两 个大的平行的电极。该室内充有少量在精确的流量和压力下混合的刻蚀气 体，将要被处理的硅片放置于两个电极中的较低电极上。在电极之间施加高 功率RF信号以将气体转换为等离子，产生的等离子是具有高能量的电离原 子和分子的带电集合。等离子的一个优点是能够在相对较低的温度下产生非 常活泼的粒子-离子(particles-ions)。在所有的等离子技术中，电极产生 的电子簇射撞击(strike)电级之间的低压气体。碎片分子的集合变成了离 子和原子团。在等离子刻蚀中，这些激活原子团撞击晶片并且烧蚀表面。在 完成了一系列这样的预先确定的操作之后，产生了电成分。
RF发生器的RF功率显著地影响等离子系统的刻蚀速度以及最终刻蚀 图案的一致性，RF发生器的RF功率耦合到等离子室的电极极板。当极板阳 极的负载阻抗具有等于发生器输出特性阻抗的复共轭的数值时，可以产生高 效的从发生器到负载(极板阳极)功率。
通常将高功率RF发生器设计成输出阻抗是50欧姆的电阻和0欧姆的 电抗。反应器的输入阻抗由外部条件决定，也就是，由匹配网络从RF发生 器传送来的功率的大小以及多个内部条件决定。这些条件包括但不仅限于： 混合气体的类型、流速和压强、以及原料气体的温度。在预燃级(pre-ignition stage)中，室中气体的还没有被离子化也没有导电。因此，极板阳极的负载 阻抗非常高并且极其失配来自于RF发生器的输出阻抗。在点燃时，在来自 RF功率源(power supply)的功率作用下，反应器中的原料气体开始电离并 且转化为等离子，结果导致反应室的负载阻抗显著地下降。在这一瞬变期间， 由于等离子负载阻抗的显著偏移，发生器将接收来自反应器的反射功率。任 何在RF正向功率中的增加，都会导致低负载阻抗，可以导致100％的产生 功率被反射回发生器。这就导致RF发生器的功率放大器(PA)模块中晶体 管的电流和功率的消耗或电压过载。
甚至在等离子维持期间，等离子密度可以变化几个数量级，导致实质的 阻抗失配。因此一般共识为在等离子处理环境中，等离子是一种极端动态的 非线性负载。此外，还一般共识到等离子处理的可重复性和稳定性几乎完全 取决于等离子的可重复性和稳定性。已经多次证明了：在CVD过程中膜厚 度的不佳均匀性和可重复性、刻蚀过程中的过腐蚀或钻蚀都是由等离子不佳 重现所造成的后果。
等离子处理系统充当具有广泛数量和相位范围的动态非线性负载，并且 它取决于室和等离子过程的类型、气体类型和压力、温度以及其他的变量。 由于反射功率和失配负载，提供给等离子处理系统的RF发生器的功率放大 器(PA)中的晶体管的性能会变化，从而导致某些负载的RF电流和功率的 损耗应力，以及另一些负载的过电压应力。在某些实例中，取决于RF发生 器的输出功率和由负载提供的瞬时失配的严重性，在PA中穿过晶体管(Vds) 的电压能够超过工作DC供应电压(operating DC supply voltage)的9倍， 并且超过晶体管击穿电压Vdss的150％。这种应力彻底地降低了整个等离子 处理系统的可靠性。
在过去的几年里，RF功率放大器设计者有使用高电压开关方式(high voltage switch-mode)MOSFET晶体管代替低电压RF MOSFET或场效应晶 体管的趋势。例如在美国专利NO.5,726,603中已经对此有描述，可以将其 引入以作为参考。
使用高电压开关方式MOSFET晶体管的RF功率放大器具有工作DC电 压(operating DC voltages)(例如，在100到175V之间的B+漏电压Vds)， 并在标准TO-247包(package)中使用了具有直到1000V的击穿电压Vdxss 的高电压开关方式MOSFET。尽管可能需要RF等离子处理负载的严格要求， 大的相关的RF击穿电压裕度(margin)允许在开路负载附近失配的持续操 作。遗憾的是，由于这些晶体管的内部电容CISS，CRSS和COSS都很高，所以 影响整个源极和负载阻抗以及在高频下的特性，并不能够在VHF发生器中 使用这些晶体管。结果，公知的VHF发生器仍然利用传统的RF装置，该 RF装置带有接近50V的低工作电压和小于150V的击穿电压。由于相对低 的(3的因数)(factor of three)击穿电压的裕度，VHF发生器对来自VSWR 瞬变现象的过电压应力极其敏感。因此，在等离子处理系统中需要有确保 VHF发生器稳定性和可靠性的特殊步骤。
可将负载失配保护回路(load mismatch protection loops)结合入RF发生 器以减少分应力。例如，可以使用回路控制最大功率消耗、最大DC和/或 AC电流、最大穿越输出晶体管的电压、依靠负载VSWR识别的最大正向输 出功率，等等。然而，由于多重的保护回路具有复杂的需求和/或可能需要 的算法，这些回路的速度不足以防止诸如在等离子室中的电弧等由于瞬时失 配造成的故障。此外，对取决于负载VSWR的发生器的输出功率进行限制 可以保护某些带载相的发生器，其中该带载相中元件的应力对整个系统造成 完整的威胁。但是这一保护实质上降低了发生器在所有其它相位中的输出功 率的性能。从而减少了点燃、维持和整个系统的等离子处理能力。此外，对 这些保护回路进行结合非常昂贵，并且由于增加了附加部件和复杂性，将会 降低可靠性。由于前向功率输出和效率随着负载失配功率反射的增加而降 低，晶体管功率消耗和模头温度增加。参考表1，在失配的等离子负载的最 差情况相位下，降低RF发生器的输出功率已经成为标准步骤。图1示出了 典型的降低曲线。
表1
最差的相位正向功率输出与负载失配大小对比

在某些等离子处理系统中，必须使用已预选的电缆长度以减少在RF发 生器与非线性等离子室负载之间的不需要的相互作用，从而会导致电缆灵敏 性的问题。不使用预选的电缆长度，对于某些等离子负载，等离子处理系统 可能达到最大电流或功率极限，或者对于另一些负载，可能并不能产生需要 的输出功率。每种情况下，RF发生器将受到过应力，并且它的可靠性和寿 命将受到不利的影响。
由于等离子负载中的变化，需要对等离子负载条件进行连续的监控，并 且响应它们而进行调整，以通过匹配它们很大不同的阻抗而提供从RF发生 器到等离子室负载的可靠有效的RF功率传输。最佳的功率的传输是没有反 射，RF发生器的输出阻抗(Zgen)，匹配网络的输入和输出阻抗(Zmatch in，Zmatch out)和所述室的输入阻抗(Zcham)应当满足下面的条件：Zgen＝Zmatch in；Zmatch out＝Zcham。可变的匹配网络置于在RF发生器与失配等离子负载之间串联的 位置上以满足上述条件。
已知的匹配网络通常包括至少两个布置在L，Pi或T网络的可变电抗性 的元件。在固定频率和恰当调整值下，匹配网络向RF发生器提供50欧姆 负载，并且向等离子负载提供共轭匹配的阻抗。同样地，匹配网络实质上传 输了从发生器到负载的全部功率。由于匹配网络仅仅使用电抗性的元件，很 少的功率在匹配网络中被消耗。然而，这种方法遇到许多问题，这些问题影 响等离子匹配的精确性，敏感度和再现性。这些问题包括但是不限于以下： 具有诸如电动机和可变电容这样的移动部分的电机装置的低可靠性；到达调 谐点中的延期长；调整元件不能搜索调谐点或从该点赶走的“丢失”状况 (“lost”condition)；以及高功率损耗。当在高功率下使用“热开关”模 式时，近来发展的固体调谐器仍然具有低可靠性。
用于防止等离子处理系统级之间的不期望相互作用的其它技术可以导 致寄生振荡。这些技术包括使用匹配的L-C截面，谐波以及分谐波过滤器， 双工器等等。然而，由于负载的严重的非线性和元件的反应的过应力，即时 这些技术也不可以保证成功。
在某些已知的设计中，有意增加诸如驱动级和PA级之间的级之间的失 配，这就减少了在狭窄频率范围内的寄生振荡。通常，这种效率非常低的方 法通常作为最后手段而使用。也可以包括在PA级中增加负反馈和/或降低它 们的功率增益的其它技术手段。然而，这些其它的技术会造成带宽的减少， 在驱动级增加功率输出，在反馈网络中额外的损耗以及效率的降低和整个系 统的可靠性的降低。即使所呈现的这些技术问题非常重要，但是在现有技术， VHF等离子处理系统中还没有解决这些问题的技术。

本发明的一方面，因此具有提供一种适合于抵抗非线性负载失配状况的 等离子处理系统的射频(RF)发生器装置这种装置包括用于产生RF信号的 RF振荡器；响应RF信号以产生VHF RF信号的RF放大器，该VHF RF信 号具有驱动等离子室负载的足够功率；和耦合到放大器的VHF带循环器， 用于将等离子室负载的非线性特性从RF放大器中隔绝。
在另一方面，提供一等离子处理系统，该系统包括等离子室和有效地耦 合到等离子室以在VHF频率下提供RF功率的射频(RF)发生器装置。该 RF发生器装置包括RF放大器和VHF带循环器，该RF放大器用于产生施 加到RF发生器装置的RF功率，该VHF带循环器的输出用于向等离子室提 供RF功率、并将等离子室的非线性特性从RF放大器中隔绝。
在又另一方面，向非线性等离子室负载提供VHF频率下的RF功率的 方法。该方法包括在RF发生器输出级中产生VHF RF功率；VHF RF功率 通过VHF-带循环器传输；和已通过VHF-带循环器的VHF RF功率施加到 等离子室负载。
本发明的构造提供增加稳定性和可靠性的高功率RF VHF发生器和等 离子处理系统，甚至当重大的负载失配发生时也具有该特性。
本发明的进一步的适用范围将在下文的具体描述中变得明显。应该理解 到：下列具体的描述和特殊的例子，虽然示出了本发明优选的实施例，但是 这些具体的描述和特殊的例子只是用于事例性的说明，并不因此限制本发明 的保护范围。
附图说明
通过具体描述和附图将更为充分地理解本发明，其中：
图1是由于发生器的功率放大(PA)晶体管的温度，射频(RF)发生 器的正向功率输出的典型的取消定额(deration)曲线图。
图2是等离子处理系统的框图。
图3是用于抵抗非线性负载失配状况的等离子处理系统的射频(RF) 发生器装置的一个实施例的框图。
图4是带有匹配终端的循环器的输入VSWR的曲线图。
图5是带有匹配终端的循环器的回波损耗的另一曲线图。
图6是在不包括循环器的等离子处理系统中谐波和寄生产物的曲线图。
图7是在包括循环器的等离子处理系统中谐波和寄生产物的曲线图。
图8是VHF，AB类，推挽式放大器的示意图。
图9是封装在两个连通的框架内图3的实施例的示范。
图10是连通功率供给框架和射频框架的一种结构的前面板的示范。
图11是连通功率供给框架和射频框架的一种结构的后面板的示范。
图12是在不包括90度混合电路的等离子处理系统中带内和带外乱真产 物的曲线图。
图13是在包括90度混合电路的等离子处理系统中带内和带外乱真产物 的曲线图。

接下来对优选实施例的描述实际上仅仅是一种示范，并不是用来限制本 发明以及对本发明的应用或使用。
参考图2，在本发明的一种结构中，VHF等离子处理系统包括：RF发 生器10，用于提供VHF能量以产生和维持等离子；匹配网络60，用于从发 生器到等离子反应器传输RF功率、并且通过匹配它们阻抗使得损耗最小； 等离子室16(在一种结构中，该室是一个充有惰性气体的玻璃盒子，该盒 子中有用于芯片制造的高能环境)；通过分析来自不同传感器的数据和提供 对等离子参数的精确调整，系统控制156使得制作过程自动化。虽然总线 158提供了上面提及元件之间的通讯，RF功率电缆157用于连接上面提及 元件之间。在一个结构中，VHF等离子处理系统还包括辅助设备，例如与 真空泵159联系的真空导线管，压力控制装置160，主机161等等。
参考图3，在一种结构中，射频(RF)发生器装置10在一种结构中包 括控制和放大器部分12和隔离部分14。RF发生器装置10为等离子负载16 提供RF功率。控制和放大器部分12包括控制板18，该板用于产生低级的 RF信号20。例如，控制板18包括产生大约1mw的低级VHF信号20的直 接数字合成电路(未示出)。
在驱动级(driver stage)22中，通过具有+/-10％带宽的带通过滤器 (BPF)162，可变的电平输入RF信号20从控制板18被反馈。因此BPF 162 减少或消除了谐波和分谐波，并且从而将谐波失真降到最低。BPF 162与一 连串的固定的和可调整的衰减器163结合在一起。衰减器163在线性放大器 164的输入阻抗和BPF 162的输出阻抗之间提供匹配。衰减器163也通过改 变RF信号的振幅给线性放大器164来调整驱动器22的增益，由此来调整 放大器164的输出级(output level)。
在一种结构中，线性放大器164是带有35dB增益和1.6W的最大输出 功率的CA2832多频率的(wideband)、“A”类混合放大器(class  “A” hybrid amplifier)。混合放大器164与配置用于“A”类操作的单端RF放大 器电路165连接，后面有“AB”类推挽式(push-pull)的预放大器(PreAMP) 166。PreAMP 166产生大约为125W的VHF驱动信号24，该驱动信号足以 驱动功率放大(PA)级26。通过PA级26进一步放大中间电平信号24，以 产生例如在大约3000瓦特功率的RF功率输出28。因此，驱动级22和放大 级26一起形成RF放大器30，该放大器提供RF功率输出28，RF功率输出 28具有足够的功率来驱动等离子室负载16的。
在一个结构中，隔离部分14包括与放大器30连接的VHF-带循环器 32，并且该VHF-带循环器32隔离来自于放大器30的等离子室负载16的 非线性。在一个结构中，循环器32是被动的(passive)，非相互的(单向 的)铁氧体器件，它从一端口34到邻近端口36提供RF能量的传输，而在 反方向去耦来自其它部分的能量。循环器32的第三端口38经由终端晶体管 40与地连接。
正如上面所讨论的，等离子处理系统的可靠性和稳定性几乎全部取决于 等离子的可靠性和稳定性。等离子的稳定性极大地取决于发生器的稳定性和 可靠性，而发生器极大地取决于等离子负载VSWR。循环器32急剧地减少 负载的输入VSWR。等离子负载16和循环器32的有限的输入VSWR取决 于一些因素，这些因素包括负载16VSWR，循环器32的隔离以及循环器32 的VSWR。循环器32的隔离(或回波损耗)取决于终端端口38的匹配VSWR。 由于相对高的2500W的系统输出功率，在一种结构当中，使用两个RFP- 800瓦特法兰电阻器作为终端电阻40。为了确保等离子处理系统的稳定性， 在一种结构中提供循环器的良好匹配终端(well-matched termination)。然 而，由于VHF的应用，在一种结构中，给每一个电阻器导线加上一连串的 电感，以为每个法兰电阻器取消相对高的大约为18pF的寄生分布分流电容 (parasitic distributed shunt capacitance)。
图4和图5分别示出了输入VSWR以及循环器32的回波损耗(与终端 40相匹配)进入到开负载(open load)内。这种情况表示了在预燃级内等离 子负载16的非常高的阻抗。循环器32在通频带中提供低频1.13VSWR(或 要好于24dB的回波损耗)以及更多足够的宽带应用，以使得本发明的等离 子处理系统的稳定性得到较大的改进。在图6和7中通过曲线示出了改善的 稳定性。图6是谐波和来自于定向耦合器46的正向(Forward)端口的上述 等离子处理系统的寄生产物的曲线图，但是在系统中没有环形耦合器32。 RF发生器10经由4’RF电缆RG-393直接连接匹配网络60，而匹配网络 60被调整到2.3-j47欧姆负载。即使匹配网络60向发生器10提供在 150MHZ的基频下的50欧姆负载，并由此还执行滤掉其他频率的功能，在 发生器10的输出中检测到寄生信号。许多次，寄生信号经过低通过滤器52 和功率传感器42，然后到达驱动器22，PA26或控制板18，引起串扰和不 协调调谐、反常的输出和/或反射功率以及不良的晶片再现性。倘若其不稳 定性是实质上的，这将导致系统的各种级中晶体管的故障。
图7是相同系统在同一点的曲线图，在PA 26和定向耦合器42之间安 装有CX1R3循环器32的。发生器10和匹配网络60之间的电缆长度增加了 1英寸的增量，在史密斯图(smith chart)的周围产生12个测试点。对于每 个电缆长度，都发现谐波/寄生产物实质上与图7相似。在这种配置下，谐 波低于-60dBc，而这小于输出功率的0.0001％。这就证实了利用了循环器32 的等离子处理系统是稳定的，实质上减少或者消除了寄生信号，并且对于电 缆长度的改变实质上并不灵敏。
高功率循环器32的合适型号是CX1R3，可以从Sonoma科学有限公司 (Sonoma Scientific，Inc)获得它。CX1R3是Y形接头循环器(Y-junction circulator)，其利用高功率铁氧体材料和高于共振带状传输线匹配网络 (above-resonance strip-transmission line matching networks)以在小的包 (small package)中提供没有非线性效果的低介入损失。虽然提供22dB的 最小隔离，但是这种循环器能够在大约145到155MHZ的频率范围内处理多 于3KW的输出功率。最大的介入损失是0.3dB，并且最大的输出VSWR是 1.18∶1。
当循环器的输出端口被开路或短路时，几乎全部的入射功率将在端接电 阻40中被反射和以热的形式被消耗。因此，除非额定反向功率电平受到发 生器保护电路的限制，电阻器40的额定功率应该至少等于系统的额定正向 功率。CX1R3循环器的额定反向功率极限是1KW CW或1分钟的3KW CW 的总功率。因此，设置在水冷的散热器上的两个800W电阻器提供了可靠的 终端。这些额定值足以保护发生器不受在一般等离子处理过程中来自负载 VSWRs的不稳定性，而且还在满2500W的反射功率的意外情况下，给控制 保护提供了足够的接管时间。XC1R3循环器为12.7cmx13.46cmx3.05cm (5inx5.3inx1.2in)，需要XC1R3循环器足够小，以将其安装在小框架内。
在一种结构中，将双定向耦合器42插入到循环器32与低通过滤器52 之间，以允许对RF能流的精确监测而给主信号引入最小的失真。耦合器42 包括传感器46，传感器46分别提供正向和反向功率的样本(sample)48和 150，并且带有高指向性和低通损耗。施加RF信号36到输入端口44，然后 取决于耦合因数，在主线输出端口50和正向端口48之间不均匀地分离RF 信号36。
定向耦合器42处理5KW的VHF功率，具有小于0.03dB介入损耗、43 dB正向耦合和高于40dB的方向性(directivity)。在一个结构中，正向样 本48和反向样本150样本耦合(sample couplings)包括带有+/-10％带宽的 内部(build-in)带通过滤器(BPF)网络(图3中未示)，+/-0.02％dB的 波动和高于25dB的谐波的排斥。通过阻止来自于达控制板18、并由等离子 负载非线性所产生的频带外的谐波和分谐波，这些BPFs改进了总功率的稳 定性和可靠性。正向样本48和反向样本150表示等离子负载VSRW，并都 被反馈给控制板18以调整RF源极的增益和频率。照这样，维持了所要求 的输出功率电平，并且检测的负载VSWR也被降到最小。
因为等离子反应器负担了高度的非线性负载，所以输入功率的正弦波形 变得失真，以谐波和分谐波的形式产生了频带外的能量。在一种结构中，谐 波网络包括低通过滤器(LPF)52和高通过滤器(HPF)58，将它们插入到 定向耦合器42与匹配网络60之间以处理由非线性的等离子负载产生的频带 外信号。定向耦合器42的输出50连接到LPF52的输入54，LPF52的输出 56连接到HPF58的输入151。
在一种结构中，为了在整个动态范围内维持低于-50dBc的谐波成分， 设置LPF52以提供第五端口0.01dB通频带波动Chebychev响应(a fifth order 0.01db passband ripple Chebychev response)。通过与LPF52的输出56相连 接的HPF 58，提供了谐波的耗能终端。在这种布置中，由等离子负载16产 生的谐波被HPF 58的终端吸收，并对主VHF信号没有明显的效果。在一种 结构中，HPF58具有第五端口0.01dB通频带波动Chebychev响应。
将要意识到，LPF52与HPF58的结合形成双工器，该双工器可以将谐 波的失真最小化并且产生耗能谐波终端。在一个结构中，双工器的全部插入 损耗小于0.12dB。150MHZ的输入和输出阻抗都是有小于1.1∶1VSWR的 50欧姆。相应地，第二和第三谐波的输出VSWR小于1.5∶1和3∶1。
使用包含LPF52和HPF58的双工器显著地减少了来自等离子负载16、 并通过匹配网络60到达RF发生器10后再回来的反向信号的振幅。此外， 由等离子负载16产生的谐波移动回到发生器10，在HPF58的终端电阻152 中吸收该谐波，并且该谐波不会反射回匹配网络60，也不会干扰等离子负 载16。因此，实质上等离子系统的性能与在RF发生器10和匹配网络60之 间的电缆长度无关。这种与电缆长度无关的特性改善了整个系统在失配负载 VSWR的宽范围内的稳定性和可靠性。此外，将上面所描述的双工器(LPF52 和HPF58)放置在功率传感器42之后的RF信号路径中，该上面所描述的 双工器(LPF52和HPF58)的布置抑制了谐波到达功率传感器42，从而确 保反射功率测量的准确性。
在一种结构中，LPF52的输出56与匹配网络60的输入62相连接。匹 配网络60的输出64与等离子负载16相连接。通过改变负载16的阻抗以使 其匹配50欧姆的发生器10的阻抗，匹配网络60允许在VHF下从RF发生 器10到等离子负载16的最大功率转移。在该等离子处理系统的一种结构中， 由于自动频率调谐(AFT)可靠性高的优点，使用固定匹配网络60拓扑结 构来完成改变该阻抗。这一拓扑结构基本上是“L”结构，其带有旁路电容 153、一串结合的电感154和电容155。AFT改变发生器的频率直到到达最 佳频率，在该最佳频率下等离子负载被调谐到最小的反射功率。在这种布置 中没有可移动的机械部分，因此调谐是可靠和快速的。
旁路电容153作为“负载”部分，减少在等离子负载16中的电感成分。 同时，作为“调谐”部分的电感154使负载16的电容成分共振。在AFT与 固定匹配网络布置下，发生器10的频率自动地调谐，直到其达到等离子系 统被调谐的频率，也就是说，匹配网络60的输入阻抗62与发生器10的输 出阻抗相匹配；典型地是50欧姆。同时，根据选择的调谐算法，匹配网络 60的输出阻抗64与等离子负载16的阻抗尽可能地相匹配。正如在美国专 利NO6020794中所描述的，决定何时可达到最佳调谐点因素例如可为：反 射和正向功率的比率、反射系数(反射和施加功率的比率的平方根)、VSWR、 或其他合适的测量，在此将该美国专利引入作为参考。
在一种结构中，考虑到在循环器32、定向耦合器42、低通过滤器52和 匹配网络60中的损耗，在150MHZ的标称功率(nominal frequency)下至 少向负载16提供2.5千瓦的RF功率。更特别的是，在一种结构中，取决 于由定向耦合器42表示的瞬时VSWR，在142到158MHZ之间的最佳频率 下提供至少2.5千瓦的输出功率。为了产生这么大的功率，功率放大级26 包括八个推挽和AB类放大器66，68，70，72，74，76，78和80，这些放 大器利用300瓦特双扩散MOSFET晶体管。适合这种应用的晶体管包括 SD2933N-沟道(N-channel)MOS场效应RF功率晶体管，其可从ST微 电子(STMicroelectronics)、N.V.Carrollton和Texas获得。SD2933晶体管 具有125V的最大的栅极和漏极的额定值、40A的最大漏极电流、和648W 的最大功率消耗。
图8所示为适合用于每个推挽式放大器66、68、70、72、74、76、78 和80的推挽式放大器的结构。该放大器使用一对连接于推挽式结构(例如， 180°异相)中、在AB类运行模式(Class AB mode ofoperation)时有偏压 的MOSFET Q1，Q2。每个推挽式(PP)晶体管Q1和Q2在135到165MHz 频率范围上的大约50V的漏极到源的电压下运行，具有9dB功率增益和小 于1dB的压缩(compression)。拓扑地，图8中表示的放大器结构利用变 压器向晶体管Q1和Q2馈送输入信号，并且组合所得到的输出信号。“RF In” 输入驱动信号施加到不平衡变压器(balun transformer)T1的50欧姆的输入 端口。不平衡变压器T1有50欧姆的特性阻抗，并且将输入激励信号等分成 正向相(forward phase)和反向相(reverse phase)。T1的不平衡变压器线 圈相互耦合，每个都有25欧姆的对地输出阻抗。不平衡变压器T1的输出以 9∶1逐渐减缓地馈送平衡(balanced)给平衡变压器(balanced transformer) T2，具有较低为5.5欧姆阻抗的该平衡变压器T2连接到晶体管Q1、Q2的 栅极。
在图8的PP放大器的输出侧，通过输出1∶9逐渐增加平衡，正向波和 反向波组合到平衡变压器T3。变压器T3有两个2.78欧姆的平衡低对地阻 抗输入，一个连接到Q1的漏极，另一个连接到Q2的漏极，两者180°分开。 变压器T3的输出端耦合到不平衡变压器T4的平衡输入，该不平衡变压器 T4有50欧姆的特性阻抗，并为进一步输出功率的组合提供了一个不平衡的 50欧姆输出端。
在一种结构中，变压器T1、T2、T3和T4是没有铁氧体磁芯、使用印 刷在平的电介质衬底(planar dielectric substrate)上的电短导体(electrically short conductor)的传输类型。Q1和Q2晶体管在栅极和源之间都有单独的 输入RF终端(分别为R3、C5和R4、C6)。每个终端由一串电阻器-电容 器组成，其中电容器起DC阻塞作用。在一种结构中，电阻器R3和R4都为 50欧姆，用于在不损害功率补偿的情况下向高VSWR(high VSMR)提供 稳定的RF运行。电容器C5、C6是0.01μF的直流阻塞电容器。选择这个 数值是为了使栅极上升和下降的次数不受影响。
每个MOSFET Q1和Q2也有自身的直流终端电阻器R1、R2，分别在 栅极和源之间连接。在一种结构中，电阻器R1和R2各为大约1kΩ，以确 保在栅极的输入是左边未连接或未结束的情况下直流的稳定性。高输出 VSWR负载获得宽带RF的稳定性，还使用漏极对栅极(drain-to-gate) 的RF反馈网络得到输入/输出匹配，该反馈网络由和用于阻塞直流的电容器 组合的一系列电阻器-电容器(R5、C7和R6、C8)组成。在一种结构中， 电阻器R5和R6各为50欧姆50W法兰架(flange mount)电阻器，用来向 包括开路和短路的所有的相位状态提供输出的稳定性，不显著影响功率增益 和输出功率能力。
在一种结构中，通过直流馈送线路将35-50V的漏极电源连接到每个 晶体管的漏极，以阻止RF能量从PP进入电源，也为了阻止开关式噪音从 电源到达PP，该直流馈送线路包括感应器L3和电容器C13和C14。这是通 过大的系列感应器实现的，也就是，扼流圈L3和平行对电容器C13和C14。 电容器C13是RF支路电容器，电解电容器C14是低频支路电容器。馈送线 路还包括监控晶体管Q1和Q2电流的传感电阻器R7和R8，反向变压器T5 和支路电容器C9，C10。电容器C11，C12作为直流阻塞电容。晶体管Q1 和Q2的每个栅极各自通过感应器L1，L2耦合到栅极偏压源(未示出)。 电容器C1，C2作为RF支路电容器。选取它们的数值以避免影响栅极上升 和下降次数。
图8所示的PP线路结构已经被最优化以用于输出功率、漏极效率、压 缩、在预期的VHF频率范围之上的功率增益，并不需要任何调整。图8中 表示的PP线路给在135-165MHz的500W RF功率提供了大约55％漏极效 率。每个晶体管的功率损耗大约205W，导致散热器上的模头温度升高大约 85℃。
所有的推挽式晶体管Q1和Q2安装在水冷式散热器上，通常指冷却台， 该冷却台是数控的，使得温度不会超过55℃。为了保证相对高的功率损耗， 使用了SD2933晶体管。该晶体管最大运行结温(maxium operating junction temperature)为200℃，并具有0.27°C/W热电阻的热增强无底座组件。在 一种结构中，取决于输出功率和负载VWSR，仪器板18使用灵活的轨算法 来最优化35-50V的漏极电压，使得设备的结温从不超过140℃。这为等离 子系统可靠运行提供了多于40％的裕度。
再参考图3，功率放大器级26利用第一90度混合电路82，该混合电路 82配置成2-路分流器，以将驱动级22从功率放大器26的中间放大器(IMA) 84中隔离开来。
来自驱动器22的125W输出信号24被90都混合电路82分成两个信号， 以驱动IMA84的级96、98。IMA级96和98和图8中所表示的、在PA26 中使用的上述的PP66、68、70、72、74、76、78和80相同。因此，对于不 同的应用采用相同的线路设计，简化了设计、生产和对等离子系统的测试， 并改进了系统的可靠性。IMA84能给驱动PA26提供3dB的足够功率裕度。
90度混合电路82是四端口的50欧姆的网络，该网络把输入信号分流 成两个同样的以25dB隔离的输出信号，并给一个输出相对于另一个输出增 加90度的相位变换。每个输出端的绝对相位值随频率变化；然而，在经过 特定的频率范围时，网络在输出之间保持恒定的90度相位差。
IMA级96、98的正交位移输出信号耦合到各自的同相4路分流器86 和88。在一种结构中，每个分流器86和88提供四个同相的50欧姆输出， 其中这些输出用大于23dB隔离，并馈送以驱动两套四个推挽式，第一套由 推挽式66、68、70和72组成，第二套由推挽式74、76、78和80组成。
PPs的输出66、68、70、72、74、76、78和80施加到两个4路同相组 合器90和92的各自的50欧姆的输入。在一种结构中，组合器90和92提 供了超过23dB的输入端口对端口的隔离。当在输出矢量之间维持90度相 位变换时，组合器90和92的每个输出端口产生四个输入信号的矢量总和。 组合器90和92的正交位移输出信号，每个大约1600W，通过第二90度混 合电路94重新结合输出，该输出在50欧姆阻抗端28提供了大约3kW的 VHF能量。
同相分流器86、88和同相组合器90、92都利用传输型变压器，与上述 PP66、68、70、72、74、76、78和80中的变压器相似，该传输型变压器使 用印刷在平的电介质衬底上的电短导体。第二混合电路94是高功率VHF宽 频带90度混合电路，该混合电路配置成2路组合器，该组合器用来组合来 自功率放大器级26的两个4路组合器90、92的输出。一种可用于混合电路 82和混合电路94的混合电路型号为4418型，它可以在商业上从Anaren Microwave，Inc.得到。这种混合电路估计频率在130和170MHz之间时输出 功率为3kW CW。最大介入损失0.2dB时最小隔离度是25dB。混合电路的 最大VSWR是1.15∶1。也提供了±0.2dB的振幅平衡和±1.5度相位平衡。
在一种结构中，为了调整发生器装置10的RF输出频率，在仪器板18 上用高频相锁环(phase locked loop)(PLL)合成器代替定向数字合成器， 该高频相锁环合成器利用电压控制的振荡器。频率合成器是一个网络，该网 络能使自由运行的振荡器的频率固定在邻近稳定值，典型是晶体振荡器，并 利用这个结果来控制调谐。
参考图9，在一种结构中，RF发生器装置装在两个独立的底盘102、104 中。底盘102包括10kW开关式电源106，该电源向RF激励级22和功率放 大器级26提供所有的直流电压。仪器板18和面板200也装在底座102中。 底座104装载整个RF部分，特别是驱动级22和功率放大器级26，包括它 的八个推挽式功率放大器66、68、70、72、74、76、78和80，混合电路耦 合器82和94以及其他未在图9中单独显示的辅助构件。这些推挽式功率放 大器安装在水冷式散热器(未示出)的一侧。散热器的其它侧用于驱动器 22，分流器86和88，组合器90和92，90度混合电路耦合器82和94，循 环器32，定向耦合器42和过滤器52和58。
图10和11分别是上述组合的两个底座结构的面板和后面板组合图。电 源底座102的面板包括下列控制器(图10)：
具有两行20个字符的显示器180；
ON/OFF和菜单按钮181；
用来在菜单选项中选择某些值的数字转换器旋钮182；和
断路器183。
RF底座104的前部面板包含(图10)AC和RF ON/OFF和故障状态指 示器。
用带把手179的托架178连接底座102和104，以把发生器安装到标准 的19″支架中。
电源底座102的后面板包括下列构件(图11)：
AC输入连接器185；
用来控制和监视发生器状态的数字和模拟界面连接器186；
冷却风扇187；和
从电源底座102到RF底座104的DC和RF行连接器188。
RF底座104的后面板包括下列构件(图11)：
从RF底座104到电源底座102的DC和RF行连接器188；
水冷式散热器连接器190；
RF输出连接器191；
冷却风扇192；和
电磁阀193。
与一个底座的结构相比，两个底座的结构有许多优点。取决于系统对输 出功率、效率、频率范围等的要求，当所有必需的改变主要是在RF底座中 完成时，可以很容易地引入单独底座中的电源到任一特别的系统中。对于生 产来说，有普通电源底座是很方便的，这很容易单独装配和测试，并且能用 于多种RF系统。
通过结合功率放大器26和等离子负载16的输出级之间的循环器32， 可以通过高功率RF发生器装置驱动如高功率VHF等离子系统等应用在半导 体工业中系统。循环器32提供隔离和反射功率的抑制，否则会降低整个发 生器/等离子负载系统的稳定性和可靠性，反射功率由交互式的等离子阻抗 引起。另外，循环器32允许RF发生器装置10标称运行，而性能参数与等 离子负载状况、RF发生器装置10和负载16之间的电缆的长度、或任何负 载的失配都无关，性能参数并没有任何变化。因此RF发生器装置在相当大 的负载失配、包括开路和短路负载时能运行。结果，稳定性和可靠性得到显 著地改进。
通过将如上所述的低损耗变压器结合到所有的IMA84和PA26推挽式 级，同相分流器86、88和同相组合器90、92中，可靠性得到了改进。在其 它的优点中，由于这些导体实际上相似，相互之间不环绕、并且不经历差温 加热，这些没有铁氧体的变压器提供了为0.1-0.15dB的很低介入损失。同 时，由于不象同轴电缆导体，它们有差不多相同的尺寸，因此它们也确保 RF变压器在导体之间没有不符合要求的相位滞后。
所有的变压器设计成使用印刷在平的电介质衬底上的电短导体的传输 型。由于它们很容易复制成印刷电路，所以每种变压器结构的构造和再现性 都获得了简化。该印刷电路垂直装配到另一个平的RF电路板的表面，该电 路板有许多电触点，这在2002年2月.21日提出的copending appl.Ser.No. 10/080,252中有更详细的讨论，此处引用其作为参考。
在功率放大器级26中，低损耗变压器和热增强高功率晶体管的应用使 每个推挽式放大器66、68、70、72、74、76、78和80在VHF频率下能产 生500W功率。低的热阻增加了晶体管的安全运行范围。因而，八个功率放 大器推挽式放大器足够产生需要的RF功率输出量，而以前设计中却需要十 六个。组件数量的减少也归功于可靠性和稳定性的改善。
即使相位分流器/组合器更低廉、更容易设计和实现，为改进等离子运 行系统的稳定性和可靠性，利用同相分流器/组合器和90°混合电路组合有 许多优点。优点之一是输出90度混合电路94，不象同相2路组合器，在相 同相位和等分振幅下，不会将输出总端28的负载失配转换回到所有的输入 端。因为，反射负载失配将出现上面的PA26部分(PP66、68、70和72) 和下面的PA26部分(PP74、76、78和80)经过90度变换的负载。结果， 每部分会看到不同的失配，因而系统振荡的可能性急剧增加。另一方面，由 回流到输出90度混合电路94的输出端28的失配负载VSWR所引起的反射 功率，将在输入时分流，然后部分反射回来，从而在输出端28消除，并穿 过终端电阻器110增加。结果是组合的PA输出28好像有匹配的电源阻抗 一样运转，显著地提高了系统稳定性。
而且，输入90度分流器82，不象同相2路分流器，IMA级96、98的 失配不反射回激励22。当混合电路82耦合到级96、98的相似失配时，它 给远离激励22的反射功率定路线，引导反射功率进入终端100，因而使激 励22从VSWR脉动和不稳定性中隔离开来。这使得驱动器22不管在IMA 级96、98的失配而具有50欧姆阻抗，增加了总稳定性和系统的可靠性。
因而，包括上述同相和90度分流器和组合器的组合的结构提高了稳定 性，显著改进了等离子处理系统的可靠性。通过使用90度混合电路得到的 改进的稳定性在图12和13中图示出。图12是系统的频带内和频带外的乱 真(spurious)的产物的曲线，该曲线是当只包括同相分流器和组合器的RF 发生器10结构通过电缆6′连接到匹配网络60时，从定向耦合器46的正向 端得到的，而该网络被调谐到1.8-j63欧姆负载。在系统频率带宽的低端有 工频下只有44dB的乱真产物的峰值，造成系统不稳定和潜在的构件损坏。 用90°分流器82和90°组合器94代替相似的同相网络的另一种结构中， 输出信号基本上是相当纯的，如图13所示，在主频下有多于70dB的乱真 产物。
对本发明的描述实质上仅仅是示范性的，因此，不偏离本发明要点的改 变认为仍在本发明的范围内。这样的变化不应认为偏离了本发明的精神和范 围。