【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はレーダ等の電波を受信して、周波数変調諸元の判定を行う周波数変調諸元判定装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１２は従来のＩＦ信号周波数測定装置（ＩＦＭ：Instantaneous FrequancyMeasurment）の１
構成図例であり、図において１はＩＦ信号を入力する入力端子，１７は入力信号を複数の遅延回路に分配する分波器，１８〜２１は各々遅延長が１：ｍ：ｍ ² ：ｍ ³となる遅延回路，２２は位相検波器，２３は周波数算出回路，２４は出力端子である。

【０００３】次に図１２に示される従来例の動作について説明する。 入力端子１に入力した電波は分波器１７によって、８本の信号ラインに分波され、うち４本の信号は各遅延回路１８〜２１に出力される。 各遅延回路は所定の時間遅延（１：ｍ：ｍ ² ：ｍ ³ ）与えたのち、各々４
個の位相検波器２２に出力する。

【０００４】分波器１７で出力された他の４本の信号は直接４個の位相検波器２２に出力される。 位相検波器２
２は分波器１７からの直接信号と遅延回路１８〜２１からの遅延波を比較し、正弦波の位相差を検出する。 次いで、周波数算出回路２３が各位相検波器２２の出力した位相差情報から周波数値を算出し、出力端子２４に周波数値を出力する。

【０００５】図２２は従来のＩＦ信号パルス内周波数変調測定装置の１構成図例であり、特にチャネライズド受信機を使用したパルス内周波数変調判定する場合である。 図において１はＩＦ信号を入力する入力端子，３８
は入力信号を複数のフィルタ回路に分配する分波器，３
９は各々中心周波数が異なるフィルタ回路，４０はＡ／
Ｄ変換器，４１はＡ／Ｄ変換された信号から瞬間周波数を算出する瞬間周波数算出回路，４２は瞬間周波数を記憶する瞬間周波数記憶メモリ，４３はデジタル値に変換された各々のフィルタ回路出力情報からパルス内（またはＣＷ信号）周波数変調判定を行うパルス内変調判定回路，４４はパルス内変調諸元格納メモリである。

【０００６】次に図２２に示される従来例の動作について説明する。 入力端子１に入力した電波は分波器３８によって複数の信号ラインに分波され、各々中心周波数の異なるフィルタ回路３９を通過する。

【０００７】各フィルタを通過したＩＦ信号は、フィルタの特性（中心周波数，帯域幅，フィルタのパターン）
に従い、振幅が変化する。 つまり、フィルタ中心周波数が入力信号に近接しているフィルタの通過出力は振幅が低下しないが、フィルタ中心周波数が入力信号から離れているフィルタの通過出力は振幅が低下する。

【０００８】各フィルタの通過信号はＡ／Ｄ変換器４０
によって振幅値，測定時刻がデジタル値に変換される。
次いで瞬間周波数算出回路４１が、同一時刻の各フィルタ通過後の振幅値（デジタル値）から当該時刻の瞬間周波数を算出し、瞬間周波数を時刻と対にして瞬間周波数記憶メモリに出力する。

【０００９】次いで、パルス内周波数変調判定回路４３
がパルス内の各時刻について、１単位時間前周波数変化量からチャープ信号傾斜を算出し、パルス内変調諸元格納メモリ４４に出力する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】従来の周波数変調諸元判定装置は以上のように構成されているので、波形の位相反転（バーカ信号等の符号化位相変調）を検出することができないといった問題点があった。 また、複数のフィルタの応答特性を中心周波数以外は均一（中心周波数を基準にした相対周波数対応の出力振幅値応答特性）にすべきであるが、これが非常に困難であり、中間段階での瞬間周波数算出誤差が大きくなり、結果として変調諸元誤差が大きいといった問題点があった。 更には、フィルタの特性が装置自体の温度変化の影響を受けるといった問題点があった。 また、入力信号をサンプリングする技術は、５００kHz程度であり、レーダ等のＩＦ信号等のように数１００MHzの信号のサンプリングは後段の分析の為には目的を満たさないという問題点があった。

【００１１】この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、温度変化による周波数誤差が生じることがなく、入力信号の周波数変調判定，チャープ傾斜（周波数変化率），符号化位相変調ビット数等を高性能で算出する周波数変調諸元判定装置を得ることを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係る周波数変調諸元測定装置は、入力信号をサンプルし、当該サンプリングにより計測されたディジタル振幅値を記憶するＤＲＦＭ回路と、前記ＤＲＦＭ回路に記憶されたディジタル振幅値を逐次読み出し、時系列に出力する読み出し回路と、前記読み出し回路より出力されたディジタル振幅値を時系列に記憶する振幅メモリ回路と、前記振幅メモリ回路に記憶されたディジタル振幅値に基づいて当該入力信号の周波数変調諸元を判定する周波数変調諸元算出回路とを備えたものである。

【００１３】第２の発明に係る周波数変調諸元判定回路は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、複数の前記ディジタル振幅値より振幅値がゼロとなる時刻を算出し、当該時刻に基づいて周波数変調諸元を判定するものである。

【００１４】第３の発明に係る周波数変調諸元判定回路は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、複数の前記ディジタル振幅値より振幅値がピーク値をとる時刻を算出し、当該時刻に基づいて周波数変調諸元を判定するものである。

【００１５】第４の発明に係る周波数変調諸元判定回路は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、前記ディジタル振幅値がゼロとなる第１の時刻と、
前記ディジタル振幅値がゼロとなる第２の時刻との時間差の変化に基づき、位相の反転を検出し周波数変調諸元を判定するものである。

【００１６】第５の発明に係る周波数変調諸元判定回路は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、前記ディジタル振幅値がピーク値をとる第１の時刻と、前記ディジタル振幅値がピーク値をとる第２の時刻との時間差の変化に基づき、位相の反転を検出し周波数変調諸元を判定するものである。

【００１７】第６の発明に係る周波数変調諸元判定回路は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、前記ディジタル振幅値がゼロとなる第１の時刻と、
前記ディジタル振幅値がゼロとなる第２の時刻との時間差の変化と、前記ディジタル振幅値がピーク値をとる第１の時刻と、前記ディジタル振幅値がピーク値をとる第２の時刻との時間差の変化に基づき、位相の反転を検出し周波数変調諸元を判定するものである。

【００１８】第７の発明に係る周波数変調諸元判定回路は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路は、前記ディジタル振幅値に基づいて周期を算出する周期算出回路と、前記周期算出回路により算出された周期に基づいて、位相の反転の時刻及び反転の方向を推定する反転推定回路と、前記反転推定回路において推定された反転時刻における反転の方向と同時刻におけるディジタル振幅値に基づき算出された反転の方向とを比較することにより周波数変調諸元を判定する回路とを有するものである。

【００１９】

【発明の実施の形態】実施の形態１． 以下、この発明の一実施の形態に係る周波数測定装置を図について説明する。 尚、実施の形態１〜１０は周波数測定装置に関する発明、実施の形態１１〜１８は周波数変調諸元判定装置に関する発明につき説明されている。

【００２０】図１において、１はＩＦ信号を入力する入力端子，２は入力端子１より入力された入力信号を高速でサンプルし振幅値を記憶するＤＲＦＭ（Digital RF M
emory）回路，３はタイマ，４はＤＲＦＭ回路２の記憶内容を逐次読み込み，振幅情報を時刻情報とともに出力する読み出し回路，５は読み出し回路４が出力した振幅値及び時刻に関する情報を時系列で記憶する振幅メモリ，６は振幅メモリ５に記憶した振幅値及び時刻を高速フーリエ変換するＦＦＴ回路，７は高速フーリエ変換後の規定スペクトラムレベル以上の値を記憶するＦメモリである。

【００２１】次に動作について説明する。 入力端子１にＩＦ信号が入力されると、ＤＲＦＭ回路２は入力信号を高速にサンプル、即ち、規定時間間隔で正弦波信号の振幅を計測し、ｎビットのデジタル値（ｎは２以上の整数）に変換し、デジタルメモリに記憶する。 この時のサンプリング周波数はＩＦ周波数帯域幅の２倍以上とする。

【００２２】次いで、読み出し回路４が即座にＤＲＦＭ
回路２に記憶された振幅値を読みとり、同時にタイマ３
の時刻を読みとって、振幅値及び時刻を一対のデータとして振幅メモリ５に書き込む。 この時読み出し回路４は一対のデータを振幅メモリ５に書き込む度に振幅メモリの書き込みアドレスを逐次更新する。

【００２３】上記の動作を所定時間（Ｔ）の間繰り返すと、振幅メモリ５には図２に示す例のように時系列の振幅及び時刻の情報が入力される。 図２の上図は、縦軸に振幅、横軸に時間をとった場合の入力信号を示し、それらをＤＲＦＭ回路２により所定時刻においてサンプルし、求めた振幅値を示したのが図２の下図である。

【００２４】次いでＦＦＴ回路６が振幅メモリ５の情報を高速フーリエ変換を行う。 高速フーリエ変換の結果、
規定スペクトラムレベル以上の周波数値があれば、この周波数値（複数あれば複数個）を当該時間（Ｔ）の周波数値としてＦメモリ７に出力する。 これにより、第１時間区分（時刻０〜Ｔ）の周波数値が算出される。 同様に第２時間区分（時刻Ｔ〜２×Ｔ）以降の周波数値を算出し、Ｆメモリに逐次出力する。

【００２５】以上のようにこの実施の形態１に記載された発明によれば、入力したＩＦ信号の正弦波形をデジタル化した振幅値列により再現し、もとの正弦波の周波数値を時間区分毎に算出する構成としており、また温度条件等で変動する要素が装置内に存在しないので、複数信号の正弦波成分を弁別できるとともに装置温度の影響を受けない高信頼性を保有した周波数測定が可能となる。

【００２６】実施の形態２． 実施の形態１では、振幅メモリ５の（振幅値，時刻）を高速フーリエ変換することにより周波数値を算出していたが、この実施の形態２では、ゼロポイントを検出等し正弦波の周期を算出し周波数に変換することにより周波数を求めている。 図３はこの実施の形態２に係る周波数測定装置を示すブロック図であり、図において、８は振幅メモリ５と接続されたゼロ検出回路、９はゼロ検出回路８と接続されたゼロポイント履歴メモリ、１０はゼロポイント履歴メモリ９及びＦメモリ７と接続されたＦ算出回路である。

【００２７】実施の形態２の動作について説明する。 入力ＩＦ信号の振幅値及び時刻に関するデータを振幅メモリ５に出力するまでは実施の形態１で説明した周波数測定装置と同一である。 次いでゼロ検出回路８が振幅メモリ５上の区分開始時刻（第１時間区分であれば時刻＝
０）から区分終了時刻（第１時間区分であれば時刻＝
Ｔ）までの間で、１単位時間（サンプリング間隔）前の振幅値から正負符号が変化した時刻を検索し振幅ゼロのクロスポイントを内挿して算出する。

【００２８】具体的要領は以下のとおりである。 （１）サンプル間隔をｔとし、また、時刻０、ｔ、２ｔ
・・・における振幅値をＰ0，Ｐ1，Ｐ2としたときに、
Ｐm＞０，Ｐm+1＜０となるｍを検索する。 （２）（Ｐm，ｍ×ｔ），（Ｐm+1，(ｍ＋１)×ｔ）を直線で近似し、振幅ゼロ相当時刻を算出する。 ゼロポイント時刻＝ｍ×ｔ＋（ｔ×Ｐm）／｜Ｐm+1−Ｐ
m｜

【００２９】ゼロポイント時刻として求めた時刻を逐次ゼロポイント履歴メモリ９に出力する。 こうして時刻０
から時刻Ｔまでのゼロポイント時刻を全て記憶する。 ０
〜Ｔのゼロポイント時刻をＺ0,Ｚ1,Ｚ2とし、次いでＦ
算出回路１０がゼロポイント時刻同士の間隔（Ｚ1−Ｚ
0，Ｚ2−Ｚ1，‥）を計算し、これらの代表値（平均値，中央値等）を半周期とする周波数を算出し、Ｆメモリ７に出力する。

【００３０】この実施の形態２の場合、当該時間区分（Ｔ）での出力周波数は１つであるが、フーリエ変換を行わないので、実施の形態１より当該時間区分（Ｔ）を小さく設定することができ、細分化した区分毎の周波数を算出することができる。

【００３１】実施の形態３． 実施の形態２では、ＤＲＦ
Ｍ回路２の出力のゼロクロスポイントを内挿して求め、
正弦波の半周期から周波数に変換したが、この実施の形態３では、ピークを検出等し、正弦波の周期を算出し周波数に変換する。 図４はこの実施の形態３に係る周波数測定装置を示すブロック図であり、図において、１１は振幅メモリ５と接続されたピーク検出回路，１２はピーク検出回路１１と接続されたピーク履歴メモリ、１３はピーク履歴メモリ１２と接続されたＦ算出回路である。

【００３２】実施の形態３に係る周波数測定装置の動作について説明する。 入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ５に出力するまでは実施の形態１で説明した周波数測定装置の動作と同一である。 次いでピーク検出回路１１が振幅メモリ５上の区分開始時刻（第１
時間区分であれば時刻＝０）から区分終了時刻（第１時間区分であれば時刻＝Ｔ）までの間で、１単位時間（サンプリング間隔）前の振幅値からの差分の正負符号が変化した時刻を検索し振幅値極大／極小ポイント（ピークポイント）とする。

【００３３】ピークポイント時刻として求めた時刻を逐次ピーク履歴メモリ１２に出力する。 こうして時刻０から時刻Ｔまでのピーク時刻を全て記憶する。 ０〜Ｔのゼロポイント時刻をＺ0,Ｚ1,Ｚ2とし、次いでＦ算出回路１３が極大ピーク時刻同士の間隔（Ｚ2−Ｚ0，Ｚ3−Ｚ
1，Ｚ4−Ｚ2，‥）を計算し、これらの代表値（平均値，中央値等）を周期とする周波数を算出し、Ｆメモリ７に出力する。

【００３４】この実施の形態３の場合も、当該時間区分（Ｔ）での出力周波数は１つであるが、フーリエ変換を行わないので、Ｔを実施の形態１より小さく設定することができ、細分化した区分毎の周波数を算出することができる。

【００３５】実施の形態４． 実施の形態１では、振幅メモリ５の（振幅値，時刻）を高速フーリエ変換することにより周波数値を算出していたが、この実施の形態４ではＦＦＴ回路の代わりにカルマンフィルタ回路を設けて、正弦波の周期を算出し周波数に変換している。 図５
は、この実施の形態４に係る周波数測定装置を示すブロック図であり、図において、１４は、振幅メモリ５及びＦメモリ７と接続されたカルマンフィルタ回路である。

【００３６】実施の形態４に係る周波数測定装置の動作について説明する。 入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ５に出力するまでは実施の形態１で説明した周波数測定装置の動作と同一である。 次いでカルマンフィルタ回路１４が以下の式を同定モデルとする拡張カルマンフィルタにより振幅データ列から正弦波周期（Ｔk）を算出する。 Ｐ＝ｓｉｎ｛（２πｔ／Ｔk）＋α｝ 正弦波周期Ｔkを周波数に変換しＦメモリ７に出力する。

【００３７】以上のように、ディジタル振幅値をカルマンフィルタ回路に基づき、周波数を算出するものなので、フーリエ変換を行わないので、時間区分（Ｔ）を小さく設定することができ、細分化した区分毎の周波数を算出することができる。

【００３８】実施の形態５． 実施の形態１では、１時間区分（時刻０〜Ｔ）の振幅値を単一の振幅メモリ５に記憶し、高速フーリエ変換することにより周波数値を算出していたが、振幅メモリ５を複数設けて第１の振幅メモリに時刻０〜Ｔの振幅値を、第２の振幅メモリに時刻ｔ
〜Ｔ＋ｔの振幅値を、‥‥と記憶し、それぞれの区間（０〜Ｔ，ｔ〜Ｔ＋ｔ，２×ｔ〜Ｔ＋２×ｔ，‥）を高速フーリエ変換し、各区間毎の周波数値を算出し、隣接区間の周波数一致を検出し、当該両区間の周波数値とする構成としてもよい。 図６はこの実施の形態５に係る周波数測定装置の構成を示すブロック図である。 図において、１５はＦＦＴ回路６に接続された区間Ｆメモリ、１
６は区間Ｆメモリ１５及びＦメモリ７に接続された隣接Ｆ算出回路１６である。

【００３９】実施の形態５の動作について説明する。 入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ５に出力するのは実施の形態１と同様であるが、この際時刻０は振幅メモリ１に、時刻ｔは振幅メモリ１及び２に出力する。 このようにして振幅メモリ１には時刻０〜Ｔの振幅履歴を、振幅メモリ２には時刻ｔ〜Ｔ＋ｔの振幅履歴を出力し振幅メモリｉには時刻（ｉー１）×ｔ〜Ｔ＋
（ｉ−１）×ｔの振幅履歴を出力する。

【００４０】次いでＦＦＴ回路６が各区間の高速フーリエ変換結果を実施の形態１と同様に、区間Ｆメモリ１５
に出力する。 次いで隣接Ｆ算出回路１６が隣接区間の算出Ｆが一致する場合、当該周波数を連続区間Ｆとして、
Ｆメモリ７に出力する。

【００４１】この実施の形態により特定部分の周波数成分の影響を低減し、かつ各周波数成分の発生開始，終了時刻が算出することができる。

【００４２】実施の形態６． 実施の形態２では、１時間区分（時刻０〜Ｔ）のゼロクロスポイントを検索し、ゼロクロスポイント間隔の代表値（平均値，中央値等）１
個から周波数値を算出していたが、図７に示すように区間Ｆメモリ１５を複数設けて第１の区間Ｆメモリに時刻０〜ＴのＦ代表値を、第２の区間Ｆメモリに時刻ｔ〜Ｔ
＋ｔのＦ代表値を、‥‥と記憶し、この後で実施の形態５と同様に連続区間Ｆを算出してもよい。

【００４３】この場合Ｆ代表値算出のサンプル数を変更するだけでは、ＤＲＦＭの性能に応じてフレキシブルにＦ精度，ノイズ低減性能調整が可能となる。

【００４４】実施の形態７． 実施の形態３では、１時間区分（時刻０〜Ｔ）のピーク（極大／極小ポイントを検索し、ピークポイント間隔の代表値（平均値，中央値等）１個から周波数値を算出していたが、図７に示すように区間Ｆメモリ１５を複数設けて第１の区間Ｆメモリに時刻０〜ＴのＦ代表値を、第２の区間Ｆメモリに時刻ｔ〜Ｔ＋ｔのＦ代表値を、‥‥と記憶し、この後で実施の形態５と同様に連続区間Ｆを算出してもよい。

【００４５】この場合実施の形態６と同様にＦ代表値算出のサンプル数を変更するだけでは、ＤＲＦＭの性能に応じてフレキシブルにＦ精度，ノイズ低減性能調整が可能となる。

【００４６】実施の形態８． 実施の形態４では、１時間区分（時刻０〜Ｔ）の振幅値履歴を拡張カルマンフィルタを用いて周波数値を１データを算出していたが、図９
に示すように振幅メモリ５及び、区間Ｆメモリ１５を各々複数設けて第１の振幅メモリに時刻０〜Ｔの振幅値を、第２の振幅メモリに時刻ｔ〜Ｔ＋ｔの振幅値を、‥
‥と記憶し、それぞれの区間（０〜Ｔ，ｔ〜Ｔ＋ｔ，２
×ｔ〜Ｔ＋２×ｔ，‥）で拡張カルマンフィルタにより、各区間毎の周波数値を算出し、隣接区間の周波数一致を検出し、当該両区間の周波数値とする（各区間周波数算出後は実施の形態５と同様）構成としてもよい。

【００４７】実施の形態９． 実施の形態５では、複数区間の周波数値を１個のＦＦＴ回路６が逐次Ｆ算出を行い、各区間周波数を複数の区間Ｆメモリ１５に出力していたが、図１０に示すように振幅メモリ５，区間Ｆメモリ１５と同数のＦＦＴ回路６を設けて、該当振幅メモリ５への入力が終了し次第、高速フーリエ変換を各々実行（まだ他の振幅メモリへの出力が実行されているうちに）する構成としてもよい。

【００４８】この構成を用いると、高速フーリエ変換処理が複数並列に実行され、高速に周波数が算出できるという効果がある。

【００４９】実施の形態１０． 実施の形態８では、複数区間の周波数値を１個のカルマンフィルタ回路１４が逐次Ｆ算出を行い、各区間周波数を複数の区間Ｆメモリ１
５に出力していたが、図１１に示すように振幅メモリ５，区間Ｆメモリ１５と同数のカルマンフィルタ回路１
４を設けて、該当振幅メモリ５への入力が終了し次第、
拡張カルマンフィルタリングを各々実行（まだ他の振幅メモリへの出力が実行されているうちに）する構成としてもよい。

【００５０】この構成を用いると、拡張カルマンフィルタ処理が複数並列に実行され、高速に周波数が算出できるという効果がある。

【００５１】実施の形態１１． 以下、この発明の一実施の形態を図について説明する。 図１３はこの実施の形態１１に係る周波数変調諸元判定装置を示すブロック図である。 図１３において１はＩＦ信号を入力する入力端子，２は入力信号を高速でサンプルし振幅値を記憶するＤＲＦＭ（Digital RF Memory）回路，３はタイマ，４
はＤＲＦＭの記憶内容を逐次読み込，振幅情報を時刻情報とともに出力する読み出し回路，５は読み出し回路が出力した（振幅値，時刻）情報を時系列で記憶する振幅メモリである。

【００５２】６は振幅メモリに記憶した（振幅値，時刻）を高速フーリエ変換するＦＦＴ回路，７は高速フーリエ変換後の規定スペクトラムレベル以上の範囲の中心値を時系列で記憶するＦメモリ，２５は時系列の（時刻，周波数）を一定速度で周波数変化するモデルに基づき周波数変化率を算出する最小自乗近似回路，２６は最小自乗近似結果である周波数変化率を格納するチャープ諸元格納メモリである。

【００５３】次に動作について説明する。 入力端子１にＩＦ信号が入力されると、ＤＲＦＭ（Digital RF Memor
y）は入力信号を高速にサンプル（規定時間間隔で正弦波信号の振幅を計測）し、ｎビットのデジタル値（ｎは２以上の整数）に変換し、デジタルメモリに記憶する。
この時のサンプリング周波数はＩＦ周波数帯域幅の整数倍以上とする。

【００５４】次いで、読み出し回路４が即座にＤＲＦＭ
の振幅値を読みとり、同時にタイマ３の時刻を読みとって、（振幅値，時刻）を一対のデータとして振幅メモリ５に書き込む。 この時読み出し回路４は一対のデータを振幅メモリ５に書き込む度に振幅メモリの書き込みアドレスを逐次更新する。

【００５５】上記の動作を所定時間（Ｔ）の間繰り返すと、振幅メモリ５には図１４に示す例のように時系列の（振幅，時刻）情報が入力される。 次いでＦＦＴ回路６
が振幅メモリ５の情報を高速フーリエ変換を行う。 高速フーリエ変換の結果、規定スペクトラムレベル以上の周波数値があれば、この周波数範囲の中心値を当該時間区分（ＦＦＴ対象時間帯）の中心時刻の周波数値としてＦ
メモリ７に出力する。

【００５６】サンプリング周期Δｔ（Δｔはサンプリング周波数の逆数になる）に対し、第１時間区分（時刻０
〜ｍ×Δｔ）のＦＦＴ結果の周波数範囲の中心周波数（ｆ1）を時刻 ｍ×Δｔ／２ の周波数値とする。 ＦＦ
Ｔ回路はこの結果をＦメモリ７に出力する。 出力内容は、（時刻：ｍ×Δｔ／２，周波数：ｆ1）である。

【００５７】ＦＦＴ回路は更に、第２時間区分（時刻Δ
ｔ〜（ｍ＋１）×Δｔ），第３時間区分（時刻２×Δｔ
〜（ｍ＋２）×Δｔ），‥‥についても高速フーリエ変換を行い、Ｆメモリに逐次出力する。 こうしてＦメモリ７には時系列で（ｆ1，ｍ／２×Δｔ）,（ｆ2，（ｍ＋
１）／２×Δｔ），（ｆ3，（ｍ＋２）／２×Δｔ），
‥‥が出力される。

【００５８】次いで最小自乗近似回路２５がＦメモリ７
の内容を以下の式をモデルとして最小自乗近似を行う。 式 ｆ＝ｋ×ｔ＋ｆ0 ｆ：時刻ｔの周波数 ｆ0：周波数初期値 ｋ：周波数変化率 最小自乗近似回路２５は最小自乗近似の結果（上式のｋ）をチャープ信号傾斜として、チャープ諸元格納メモリ２６に出力する。 尚、入力信号が非チャープ信号の場合には、チャープ信号傾斜＝０と設定される。

【００５９】以上のようにこの実施の形態に記載された発明によれば、温度変化による周波数誤差が生じることがなく、入力信号の周波数変調判定を行うことができる。

【００６０】実施の形態１２． 実施の形態１１では、振幅メモリ５の（振幅値，時刻）を高速フーリエ変換することにより周波数値を算出し、後段の最小自乗近似回路の入力をしていたが、この実施の形態１２ではゼロポイントを検出等し正弦波の周期を算出し周波数に変換する。 図１５はこの実施の形態１２に係る周波数変調諸元判定装置を示すブロック図である。 図１５はおいて、８
はゼロ検出回路、９はゼロポイント履歴メモリである。

【００６１】実施の形態１２に係る周波数変調諸元判定装置の動作について説明する。 入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ５に出力するまでは実施の形態１１で説明した周波数変調諸元判定装置の動作と同一である。 次いでゼロ検出回路８が振幅メモリ５上の区分開始時刻（第１時間区分であれば時刻＝０）から区分終了時刻（第１時間区分であれば時刻＝Ｔ）までの間で、１単位時間（サンプリング間隔）前の振幅値から正負符号が変化した時刻を検索し振幅ゼロのクロスポイントを内挿して算出する。

【００６２】具体的には以下のとおり動作する。 （１）サンプル間隔をｔ，時刻０，Δｔ，2Δｔ‥における振幅値をＰ0、Ｐ1、Ｐ2とした時に、Ｐm＞０，Ｐm+
1＜０のｍを検索する。 （２）（Ｐm，ｍ×Δｔ），（Ｐm+1，(ｍ＋１)×Δｔ）
を直線で近似し、振幅ゼロ相当時刻を算出する。 ゼロポイント時刻＝ｍ×Δｔ＋Δｔ×Ｐm／｜Ｐm+1−Ｐ
m｜

【００６３】ゼロポイント時刻として求めた時刻を逐次ゼロポイント履歴メモリ９に出力する。 こうして時刻０
から時刻Ｔまでのゼロポイント時刻を全て記憶する。 ０
〜Ｔのゼロポイント時刻をＺ0,Ｚ1,Ｚ2‥‥とし、次いで最小自乗近似回路２５がゼロポイント履歴メモリ９の内容を以下の式をモデルとして最小自乗近似を行う。

【００６４】 式 ｆ＝ｋ×ｔ＋ｆ0 ｆ：時刻ｔの周波数 ｆ0：周波数初期値 ｋ：周波数変化率 ｔi＝（Ｚi-1＋Ｚi）／２ ｆi＝１／２（Ｚi−Ｚi-1）

【００６５】最小自乗近似回路２５は最小自乗近似の結果（上式のｋ）をチャープ信号傾斜として、チャープ諸元格納メモリ２６に出力する。 尚、入力信号が非チャープ信号の場合には、チャープ信号傾斜＝０と設定される。 この実施の形態１２場合、実施の形態１１のようなフーリエ変換を行わないので、Ｔを実施の形態１１より小さく設定することができ、細分化した区分毎のチャープ諸元を算出することができる。

【００６６】実施の形態１３． 実施の形態１２では、Ｄ
ＲＦＭ出力のゼロクロスポイントを内挿して求め、正弦波の半周期相当時間（Ｚi−Ｚi-1）から最小自乗近似によってチャープ信号傾斜を算出したが、図１６に示すようにゼロ検出回路８，ゼロポイント履歴メモリ９の代わりにピーク検出回路１１，ピーク履歴メモリ１２を設けて、正弦波の１周期相当時間から最小自乗近似によって、チャープ信号傾斜を算出してもよい。

【００６７】実施の形態１３の動作について説明する。
入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ（５）に出力するまでは実施の形態１と同一である。 次いでピーク検出回路１１が振幅メモリ（５）上の区分開始時刻（第１時間区分であれば時刻＝０）から区分終了時刻（第１時間区分であれば時刻＝Ｔ）までの間で、１
単位時間（サンプリング間隔）前の振幅値からの差分の正負符号が変化した時刻を検索し振幅値極大／極小ポイント（ピークポイント）とする。

【００６８】ピークポイント時刻として求めた時刻を逐次ピーク履歴メモリ１２に出力する。 こうして時刻０から時刻Ｔまでのピーク時刻を全て記憶する。 ０〜Ｔのピークポイント時刻をＰ0,Ｐ1,Ｐ2‥‥とし、次いで最小自乗近似回路２５がピーク履歴メモリ１２の内容を以下の式をモデルとして最小自乗近似を行う。 この時、極小ポイントの時刻列，極大ポイントの時刻列で各々最小自乗近似を行い、平均値を用いる。

【００６９】 式 ｆ＝ｋ×ｔ＋ｆ0 ｆ ： 時刻ｔの周波数 ｆ0 ： 周波数初期値 ｋ ： 周波数変化率 ｔi＝（Ｐi-1＋Ｐi）／２ ｆi＝１／（Ｐi−Ｐi-1）

【００７０】最小自乗近似回路２５は最小自乗近似の結果（上式のｋ）をチャープ信号傾斜として、チャープ諸元格納メモリ２６に出力する。

【００７１】尚、入力信号が非チャープ信号の場合には、チャープ信号傾斜＝０と設定される。 この実施の形態１３場合も、実施の形態１１のようなフーリエ変換を行わないので、Ｔを実施の形態１１より小さく設定することができ、細分化した区分毎のチャープ諸元を算出することができる。

【００７２】実施の形態１４． 実施の形態１２では、Ｄ
ＲＦＭ出力のゼロクロスポイントを内挿して求め、正弦波の半周期相当時間（Ｚi−Ｚi-1）から最小自乗近似によってチャープ信号傾斜を算出したが、図１７に示すように最小自乗近似回路２５，チャープ諸元格納メモリ２
６の代わりに周期変化検出回路２７，位相反転ポイント履歴メモリ２８，符号化位相変調判定回路２９，符号化位相変調諸元格納メモリ３０を設ければ、半周期相当時間の時系列での変化を検出して、位相化符号変調を判定することができる。

【００７３】実施の形態１４の動作について説明する。
入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ５
に出力し、ゼロポイント履歴メモリ９にゼロクロス時刻を出力するまでは実施の形態２と同一である。 次いで周期変化検出回路２７が正弦波の半周期相当時間の変化（周期値のＪＵＭＰ）を判定する。 判定方法は以下のとおりである。

【００７４】１． 半周期相当時間（Ｚi−Ｚi-1）を各ｉ
について算出する。 （ゼロクロスポイント時刻の１階差を算出する） ２． 半周期時間の差［（Ｚi+1−Ｚi）−（Ｚi−Ｚi-
1）］を算出する（ゼロクロスポイント時刻の２階差を算出する） ３． 半周期時間差の絶対値が規定値以上の場合この期間で位相反転が発生したと判定する。 （Ｚi〜Ｚi-1 or
Ｚi+1〜Ｚi） ４． 近傍で算出された半周期時間との差がより大きい区間を位相反転発生時刻とする。

【００７５】周期変化検出回路２７は上記要領で位相反転時刻を求め、位相反転ポイント履歴メモリ２８に出力（区間Ｚi〜Ｚi-1で反転した場合、区間の中心時刻（（Ｚi＋Ｚi-1）／２）を変化ポイント時刻として出力）する。 次いで符号化位相変調判定回路２９が位相反転時刻間隔を符号化位相変調諸元格納メモリ３０に出力する。

【００７６】この実施の形態に記載された発明によれば、フーリエ変換を行わないので、Ｔを実施の形態１より小さく設定することができ、細分化した区分毎のチャープ諸元を算出することができる。

【００７７】実施の形態１５． 実施の形態１４では、Ｄ
ＲＦＭ出力のゼロクロスポイントを内挿して求め、正弦波の半周期相当時間（Ｚi−Ｚi-1）から時系列の周期値のＪＵＭＰを判定し、位相反転時刻を算出したが、図１
８に示すようにゼロ検出回路８，ゼロポイント履歴メモリ９の代わりにピーク検出回路１１，ピーク履歴メモリ１２を設けて、正弦波の１周期相当時間の時系列での変化を検出して、位相化符号変調を判定することができる。

【００７８】実施の形態１５の動作について説明する。
入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ５
に出力し、振幅の極大，極小ポイントを判定しピーク履歴メモリ１２に出力するまでは実施の形態３と同一である。 次いで周期変化検出回路２７が正弦波の１周期相当時間（極小〜極小，極大〜極大の変化（周期値のＪＵＭ
Ｐ）を判定する。 判定方法は以下のとおりである。

【００７９】１．１周期相当時間（Ｐi−Ｐi-1）を各ｉ
について算出する。 （ピークポイント時刻の１階差を算出する） ２．１周期時間の差［（Ｐi+1−Ｐi）−（Ｐi−Ｐi-
1）］を算出する（ピークポイント時刻の２階差を算出する） ３．１周期時間差の絶対値が規定値以上の場合この期間で位相反転が発生したと判定する。 （Ｐi〜Ｐi-1 or Ｐ
i+1〜Ｐi） ４． 近傍で算出された１周期時間との差がより大きい区間を位相反転発生時刻とする。 周期変化検出回路２７は上記要領で位相反転時刻を求め、位相反転ポイント履歴メモリ２８に出力（区間Ｐi
〜Ｐi-1で反転した場合、区間の中心時刻（（Ｐi＋Ｐi-
1）／２）を変化ポイント時刻として出力）する。 次いで符号化位相変調判定回路２９が位相反転時刻間隔を符号化位相変調諸元格納メモリ３０に出力する。

【００８０】この実施の形態に記載された発明によれば、フーリエ変換を行わないので、Ｔを実施の形態１より小さく設定することができ、細分化した区分毎のチャープ諸元を算出することができる。

【００８１】実施の形態１６． 実施の形態１４，１５では、ゼロクロスポイントのみまたは、ピークポイントのみの間隔から半周期または１周期を算出し、その周期Ｊ
ＵＭＰポイントから、位相反転ポイントを判定していたが、図１９に示すようにゼロ検出回路８，ピーク検出回路９の両者を並列に保有し、ゼロポイント履歴メモリ９，ピーク履歴メモリ１２の代わりに１／２π時刻メモリ３１を設けて、ゼロクロスポイント，極小／極大ポイント時刻を出現順に１／２π時刻メモリ３１に記憶し、
１／２πの周期値ＪＵＭＰから位相反転時刻を判定し、
符号化位相変調諸元を算出してもよい。

【００８２】この実施の形態を用いれば、位相判定時刻の時刻誤差が実施の形態１４，実施の形態１５の１／２
に低減することができる。

【００８３】実施の形態１７． 実施の形態１４では、対象時間区分内全てについて、ゼロクロスポイント検出による隣接する正弦波の半周期値の差が規定値以上のポイントを位相反転ポイントとしたが、図２０に示すように周期算出回路３２，周期外挿回路３３，クロスポイント推定メモリ３４，クロス方向反転判定回路３５を設けて、対象時間区分内の一部で、半周期値の差が連続して規定値以内の時間区分において、相加平均を算出し、以降のゼロクロスポイント推定時刻を外挿により算出し、
クロス方向反転（推定値＋→−に対し測定値−→＋）のポイントを位相反転時刻と判定してもよい。

【００８４】実施の形態１７の動作について説明する。
入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ（５）に出力し、ゼロポイント履歴メモリ９にゼロクロス時刻を出力するまでは実施の形態４と同一である。 次いで周期変化検出回路２７が連続して半周期差が規定値以内の時間区分（Ｔ1〜Ｔ2とする）を算出し、周期算出回路３２に出力する。

【００８５】次いで、周期算出回路３２がこの時間区分の半周期値の相加平均値（ｔavとする）を算出する。 次いで周期外挿回路３３がＴ2以降のゼロクロスポイント推定時刻（Ｔ2＋ｔav，Ｔ2＋２×ｔav，‥‥），クロス方向（振幅のマイナス→プラス or プラス→マイナス）
を順次推定し、クロスポイント推定メモリ３４に出力する。

【００８６】次いでクロス方向反転判定回路３５がゼロポイント履歴メモリ９上の当該時刻でのクロス方向と、
クロスポイント推定メモリ３４のクロス方向を比較し、
方向が反転している時刻と１ポイント前のゼロクロスポイントの中間時刻を位相反転時刻と判定する。 （位相が１８０°反転するとゼロクロス方向が反転する。）また、一旦反転した後は位相が元に戻る（クロス方向が同一に戻る）時刻を位相反転時刻と同様にして判定し、反転時間間隔を符号化位相変調緒言格納メモリ３０に出力する。

【００８７】実施の形態１４では位相反転時刻がゼロ近傍では、位相判定を判定できないことがあるのに対し、
当実施の形態では、判定可能という効果がある。

【００８８】実施の形態１８． 実施の形態１７では、ゼロクロスポイント履歴で求めた半周期値を外挿し、ゼロクロス方向の外挿推定方向との比較で位相反転時刻を算出したが、図２1に示すように、クロスポイント推定メモリ３４，クロス方向反転判定回路３５の代わりにピーク推定メモリ３６，極小／極大反転判定回路３７を設けて、極小または極大ピークポイントで算出した１周期値を用いて外挿を行い、推定極大ポイントがピーク履歴メモリ１２で極小ピークポイント，推定極小ポイントがピーク履歴メモリ１２で極大ピークポイントとなる時刻を位相反転時刻と判定してもよい。

【００８９】実施の形態１８の動作について説明する。
入力ＩＦ信号の（振幅値，時刻）データを振幅メモリ（５）に出力し、ピーク履歴メモリ１２へ出力するまでは実施の形態５と同様である。 次いで周期変化検出回路２７が連続して１周期差が規定値以内の時間区分（Ｔ
1〜Ｔ2とする）を算出し、周期算出回路３２に出力する。

【００９０】次いで、周期算出回路３２がこの時間区分の１周期値の相加平均値（ｔavとする）を算出する。 周期算出は極小ポイント時刻列から，極大ポイント時刻列から各々算出し、全ての周期値の相加平均を用いる。
Ｔ1〜Ｔ2間の最終極小ポイントをＴV，最終極大ポイントをＴHとすると、次いで周期外挿回路３３がＴV以降の極小ポイント推定時刻（ＴV＋ｔav，ＴV＋２×ｔav，
‥），ＴH以降の極大ポイント推定時刻（ＴH＋ｔav，Ｔ
H＋２×ｔav，‥‥）を順次推定し、ピーク推定メモリ３６に出力する。

【００９１】次いで極小／極大反転判定回路３７がピーク履歴メモリ１２上の極小／極大ポイント時刻とピーク推定メモリ３６の推定極小極大ポイント時刻を比較し、
極小と極大が反転している時刻と１ポイント前のゼロクロスポイントの中間時刻を位相反転時刻と判定する。
（位相が１８０°反転すると極小→極大，極大→極小となる。）

【００９２】また一旦反転した後は位相が元に戻る（推定と履歴の極小／極大が再び一致する）時刻を位相反転時刻と同様にして判定し、反転時間間隔を符号化位相変調緒言格納メモリ３０に出力する。

【００９３】実施の形態１４では位相反転時刻がピーク近傍では、位相判定を判定できないことがあるのに対し、当実施の形態では、判定可能という効果がある。

【００９４】

【発明の効果】以上のように、第１の発明に係る周波数変調諸元測定装置は、入力信号をサンプルし、当該サンプリングにより計測されたディジタル振幅値を記憶するＤＲＦＭ回路と、前記ＤＲＦＭ回路に記憶されたディジタル振幅値を逐次読み出し、時系列に出力する読み出し回路と、前記読み出し回路より出力されたディジタル振幅値を時系列に記憶する振幅メモリ回路と、前記振幅メモリ回路に記憶されたディジタル振幅値に基づいて当該入力信号の周波数変調諸元を判定する周波数変調諸元算出回路とを備えたものなので、温度変化による周波数誤差が生じることがなく、入力信号の周波数変調判定を行うことができる。

【００９５】第２の発明に係る周波数変調諸元測定装置は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、複数の前記ディジタル振幅値より振幅値がゼロとなる時刻を算出し、当該時刻に基づいて周波数変調諸元を判定するものなので、フーリエ変換を行わないため、時間区分（Ｔ）を小さく設定することができ、細分化した区分毎の諸元を判定することができる。

【００９６】第３の発明に係る周波数変調諸元測定装置は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、複数の前記ディジタル振幅値より振幅値がピーク値をとる時刻を算出し、当該時刻に基づいて周波数変調諸元を判定するものなので、フーリエ変換を行わないため、時間区分（Ｔ）を小さく設定することができ、細分化した区分毎の諸元を判定することができる。

【００９７】第４の発明に係る周波数変調諸元測定装置は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、前記ディジタル振幅値がゼロとなる第１の時刻と、
前記ディジタル振幅値がゼロとなる第２の時刻との時間差の変化に基づき、位相の反転を検出し周波数変調諸元を判定するものなので、フーリエ変換を行わないため、
時間区分（Ｔ）を小さく設定することができ、細分化した区分毎の諸元を判定することができる。

【００９８】第５の発明に係る周波数変調諸元測定装置は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、前記ディジタル振幅値がピーク値をとる第１の時刻と、前記ディジタル振幅値がピーク値をとる第２の時刻との時間差の変化に基づき、位相の反転を検出し周波数変調諸元を判定するものなので、フーリエ変換を行わないため、時間区分（Ｔ）を小さく設定することができ、
細分化した区分毎の諸元を判定することができる。

【００９９】第６の発明に係る周波数変調諸元測定装置は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、前記ディジタル振幅値がゼロとなる第１の時刻と、
前記ディジタル振幅値がゼロとなる第２の時刻との時間差の変化と、前記ディジタル振幅値がピーク値をとる第１の時刻と、前記ディジタル振幅値がピーク値をとる第２の時刻との時間差の変化に基づき、位相の反転を検出し周波数変調諸元を判定するものなので、位相反転時刻の誤差を低減することができる。

【０１００】第７の発明に係る周波数変調諸元測定装置は、第１の発明に係る周波数変調諸元算出回路において、前記ディジタル振幅値に基づいて周期を算出する周期算出回路と、前記周期算出回路により算出された周期に基づいて、位相の反転の時刻及び反転の方向を推定する反転推定回路と、前記反転推定回路において推定された反転時刻における反転の方向と同時刻におけるディジタル振幅値に基づき算出された反転の方向とを比較することにより周波数変調諸元を判定する回路とを有するものなので、位相反転時刻がゼロ近傍でも、位相の判定を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図２】 この発明の一実施の形態による振幅メモリ入力例を示す図である。

【図３】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図４】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図５】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図６】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図７】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図８】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図９】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図１０】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図１１】 この発明の他の実施の形態による周波数測定装置の構成図である。

【図１２】 従来の周波数測定装置の構成図である。

【図１３】 この発明の一実施の形態による周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【図１４】 この発明の一実施の形態による振幅メモリ入力例を示す図である。

【図１５】 この発明の他の実施の形態による周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【図１６】 この発明の他の実施の形態による周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【図１７】 この発明の他の実施の形態による周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【図１８】 この発明の他の実施の形態による周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【図１９】 この発明の他の実施の形態による周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【図２０】 この発明の他の実施の形態による周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【図２１】 この発明の他の実施の形態による周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【図２２】 従来の周波数変調諸元判定装置の構成図である。

【符号の説明】

１ ＩＦ信号入力端子、２ ＤＲＦＭ回路、３ タイマ、４ 読み出し回路、５ 振幅メモリ、６ ＦＦＴ回路、７ Ｆメモリ、８ ゼロ検出回路、９ ゼロポイント履歴メモリ、１０ Ｆ算出回路、１１ ピーク検出回路、１２ ピーク履歴メモリ、１３ Ｆ算出回路（ピーク使用）、１４ カルマンフィルタ回路、１５ 区間Ｆ
メモリ、１６ 隣接Ｆ算出回路、１７ 分波器、１８
遅延回路Ａ、１９ 遅延回路Ｂ、２０ 遅延回路Ｃ、２
１ 遅延回路Ｄ、２２ 位相検波器、２３ ＩＦＭ周波数算出回路、２４ 出力端子、２５ 最小自乗近似回路、２６ チャープ諸元格納メモリ、２７ 周期変化検出回路、２８ 位相反転ポイント履歴メモリ、２９ 符号化位相変調判定回路、３０ 符号化位相変調諸元格納メモリ、３１ π／２時刻メモリ、３２ 周期算出回路、３３ 周期外挿回路、３４ クロスポイント推定メモリ、３５ クロス方向反転判定回路、３６ ピーク推定メモリ、３７ 極小／極大反転判定回路、３７ 分波器、３８ フィルタ回路、３９ Ａ／Ｄ変換器、４０
瞬間周波数算出回路、４１ 瞬間周波数記憶メモリ、４
２ パルス内変調判定回路、４３ パルス内変調諸元格納メモリ。