电机驱动集成电路和电机装置
阅读：836发布：2024-01-12
专利汇可以提供电机驱动集成电路和电机装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 申请 提供一种 电机 驱动集成 电路 ，包括具有 微处理器 电路的裸片，所述微处理器电路包括 中央处理器 、内存及用于输出 驱动电机 的驱动 信号 的PWM输出模 块 ，所述中央处理器采用8位 单片机 内核 ，所述微处理器电路采用0.15μm工艺制作。所述中央处理器的时钟 频率 高，可以减小裸片的面积，成本较低。本 发明 还提供一种具有所述电机驱动集成电路的电机装置。，下面是电机驱动集成电路和电机装置专利的具体信息内容。
1.一种电机驱动集成电路，包括具有微处理器电路的裸片，所述微处理器电路包括中央处理器、内存及用于输出驱动电机的驱动信号的PWM输出模块，其特征在于，所述中央处理器采用8位单片机内核，所述微处理器电路采用0.15μm工艺制作。
2.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述中央处理器的系统时钟的最高频率大于50MHz。
3.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述中央处理器的系统时钟的最高频率不低于80MHz。
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4.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述裸片的面积小于12mm。
5.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述裸片的面积小于10mm2。
6.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述电机驱动集成电路还包括一时钟电路，电机驱动集成电路上电起动阶段所述时钟电路提供的系统时钟的频率不小于所述最高频率的四分之一。
7.如权利要求6所述的电机驱动集成电路，其特征在于，电机驱动集成电路上电起动阶段所述时钟电路提供的系统时钟的频率为20MHz至30MHz。
8.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述电机驱动集成电路还包括一时钟电路，所述时钟电路所提供的电机驱动集成电路的上电起动阶段的系统时钟的频率与正常运行阶段的系统时钟的频率不同。
9.如权利要求8所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述上电起动阶段的系统时钟由所述时钟电路产生的特定时钟信号分频生成。
10.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述电机驱动集成电路还包括一时钟电路，所述时钟电路包括RC振荡器，所述RC振荡器包括电容及多个可选择的电阻单元，通过选择不同电阻单元连入所述RC振荡器使所述时钟电路输出不同频率的系统时钟。
11.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述电机驱动集成电路还包括一时钟电路，所述时钟电路包括RC振荡器，所述RC振荡器包括多个可选择的电容单元和/或多个可选择的电阻单元，通过选择不同电容单元和/或电阻单元连入所述RC振荡器使所述时钟电路输出不同频率的系统时钟。
12.如权利要求1所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述电机驱动集成电路还包括RC振荡器，所述RC振荡器包括电阻单元及电容，所述电阻单元包括至少一组补偿电阻，每一组补偿电阻包括串联连接的分别具有正、负温度补偿系数的电阻。
13.如权利要求12所述的电机驱动集成电路，其特征在于，所述电阻单元包括多组可选择的补偿电阻。
14.一种电机装置，包括电机及如权利要求1至13任一项所述的电机驱动集成电路。
电机驱动集成电路和电机装置
技术领域
背景技术
[0002] 现有电机，尤其是无刷电机中，常采用电机驱动芯片进行电机的驱动控制。现有电机驱动芯片中，采用8位中央控制器的系统时钟频率通常为20～50MHz，其运行速度较低，有时无法满足对于电机控制实时性的要求，而具有较好实时性的电机驱动芯片则通常至少采用16位中央控制器，其电路成本较高。
发明内容
[0003] 本申请旨在提供一种低成本、处理速度较快的电机驱动集成电路及具有该电机驱动集成电路的电机装置。
[0004] 本发明的实施例提供一种电机驱动集成电路，包括具有微处理器电路的裸片，所述微处理器电路包括中央处理器、内存及用于输出驱动电机的驱动信号的PWM输出模块，所述中央处理器采用8位单片机内核，所述微处理器电路采用0.15μm工艺制作。
[0005] 作为一种优选方案，所述中央处理器的系统时钟的最高频率大于50MHz。
[0006] 作为一种优选方案，所述中央处理器的系统时钟的最高频率不低于80MHz。
[0007] 作为一种优选方案，所述裸片的面积小于12mm2。
[0008] 作为一种优选方案，所述裸片的面积小于10mm2。
[0009] 作为一种优选方案，所述电机驱动集成电路还包括一时钟电路，电机驱动集成电路上电起动阶段，所述时钟电路提供的系统时钟的频率不小于所述最高频率的四分之一。
[0010] 作为一种优选方案，电机驱动集成电路上电起动阶段，所述时钟电路提供的系统时钟的频率为20MHz至30MHz。
[0011] 作为一种优选方案，所述电机驱动集成电路还包括一时钟电路，所述时钟电路所提供的电机驱动集成电路的上电起动阶段的系统时钟的频率与正常运行阶段的系统时钟的频率不同。
[0012] 作为一种优选方案，所述上电起动阶段的系统时钟由所述时钟电路产生的特定时钟信号分频生成。
[0013] 作为一种优选方案，所述电机驱动集成电路还包括一时钟电路，所述时钟电路包括RC振荡器，所述RC振荡器包括电容及多个可选择的电阻单元，通过选择不同电阻单元连入所述RC振荡器使所述时钟电路输出不同频率的系统时钟。
[0014] 作为一种优选方案，所述电机驱动集成电路还包括一时钟电路，所述时钟电路包括RC振荡器，所述RC振荡器包括多个可选择的电容单元和/或多个可选择的电阻单元，通过选择不同电容单元和/或电阻单元连入所述RC振荡器使所述时钟电路输出不同频率的系统时钟。
[0015] 作为一种优选方案，所述电机驱动集成电路还包括RC振荡器，所述RC振荡器包括电阻单元及电容，所述电阻单元包括至少一组补偿电阻，每一组补偿电阻包括串联连接的分别具有正、负温度补偿系数的电阻。
[0016] 作为一种优选方案，所述电阻单元包括多组可选择的的补偿电阻。
[0017] 本发明的实施例还提供一种电机装置，包括电机及如上任一项所述的电机驱动集成电路。
[0019] 附图中：
[0020] 图1是本发明一实施例的电机装置的部分模块方框图。
[0021] 图2是图1中逆变器和电机绕组的电路图。
[0023] 图4是本发明一实施例的电机驱动集成电路的中央处理器通过逻辑选择电路连接定时器的示意图。
[0024] 图5是本发明电机驱动集成电路的RC振荡器的一种实施方式的电路图，所述RC振荡器包括一电阻单元。
[0025] 图6是图5中电阻单元的具体电路图。
[0026] 图7及图8是发明电机驱动集成电路的RC振荡器的其他实施方式的电路图。
[0027] 主要元件符号说明
[0028]
[0029]
[0030]
[0031] 如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
[0032] 下面结合附图，通过对本发明的具体实施方式详细描述，将使本发明的技术方案及其他有益效果显而易见。可以理解，附图仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制。附图中显示的尺寸仅仅是为便于清晰描述，而并不限定比例关系。
[0033] 请参考图1，本发明一实施例的电机装置100包括电机30、电机驱动集成电路10及逆变器20。本实施方式中，所述电机30为三相无刷直流电机(Brushless Direct Current Motor,BLDC)或永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)，包括定子和可相对定子旋转的转子，定子具有定子铁心及绕设于定子铁心上的定子绕组。定子铁心可由纯铁、铸铁、铸钢、电工钢、硅钢等软磁材料制成。转子具有永磁铁。
[0034] 请一并参考图2，本实施方式中，所述三相无刷直流电机的定子绕组为三相U、V、W，所述三相绕组U、V、W的一端分别连接逆变器20，所述三相绕组U、V、W的另一端均连接至中性点处。本实施例以定子绕组为Y形连接方式为例进行说明，具体实施时并不仅仅限于这种连接方式，三相绕组也可以为三角形方式连接。
[0035] 相应于电机30的三相绕组U、V、W，所述逆变器20包括六个半导体开关元件，该六个半导体开关元件形成三个桥臂，分别连接电机的三相绕组U、V、W，以实现电机换相时的高速切换。连接U相绕组的两个半导体开关元件包括上臂开关UH及下臂开关UL，连接V相绕组的两个半导体开关元件包括上臂开关VH及下臂开关VL，连接W相绕组的两个半导体开关元件包括上臂开关WH及下臂开关WL。所述电机驱动集成电路10输出六个驱动信号，用于与每个半导体开关元件的控制端相连，控制每个半导体开关元件的导通和截止，逆变器20工作时每个桥臂中的两个半导体开关元件是互锁的，即仅有一个半导体开关元件导通。本实施方式中，所述六个半导体开关元件均为MOSFET，每个半导体开关元件均可包括与其反向并联连接的反激式二极管(图中未示出)，防止电机的反激电压击穿半导体开关元件。所有开关的栅极作为半导体开关元件的控制端连接电机驱动集成电路10，所有上臂开关的漏极均连接至电源的正极以接收电源，所有上臂开关的源极对应连接同桥臂下臂开关的漏极，所有下臂开关的源极相连并接回电源负极。其他实施方式中，所述六个半导体开关中可以其中部分为MOSFET，另一部分为绝缘栅双极晶体管(Insulated-Gatebipolar transistor，IGBT)或双极型晶体管(BJT)，或者所述六个半导体开关元件全部为IGBT或双极型晶体管。
[0036] 当然，本发明不限于使用任何特定数目的开关或任何特定数目的绕组的相数。其他实施方式中，电机30也可以是单相、两相或多相无刷电机。
[0037] 所述电机30中还包括用于检测转子磁极位置的位置传感器。本实施例中，所述位置传感器为3个霍尔传感器H1、H2、H3，所述3个霍尔传感器H1、H2、H3沿转子的圆周方向依次间隔120度电角度布置。其他实施方式中，所述3个霍尔传感器H1、H2、H3沿转子的圆周方向可以依次间隔其他电角度如60度布置。所述霍尔传感器H1、H2、H3根据磁通通过霍尔传感器H1、H2、H3的方向输出逻辑高电平或低电平的磁极检测信号，磁极检测信号的每一个边沿指示转子的极性的变化。
[0038] 所述电机驱动集成电路10包括壳体，设于壳体内的半导体基片、伸出所述壳体的若干输入/输出端口(I/O端口)以及设于半导体基片上的微控制器电路。所述微控制器电路包括中央处理器(CPU)115、内存(RAM)130、可多次编程存储器(MTP)120、定时器150、移位器160、PWM输出模块125、过流比较器180、一组位置比较器190、一组运算放大器195、第一滤波器182、第二滤波器192、模数转换器(ADC)170以及时钟电路300。PWM输出模块125、过流比较器180、位置比较器190、运算放大器195以及模数转换器(ADC)170均与输入/输出端口连接。
在本实施方式中，所述中央处理器115为8位(bit)单片机内核，较佳的采用8051内核。所述中央处理器115通过总线与所述内存130、可多次编程存储器120、移位器160、定时器150、PWM输出模块125、第一滤波器182、第二滤波器192、以及模数转换器170连接。
在本实施方式中，所述中央处理器115为8位(bit)单片机内核，较佳的采用8051内核。所述中央处理器115通过总线与所述内存130、可多次编程存储器120、移位器160、定时器150、PWM输出模块125、第一滤波器182、第二滤波器192、以及模数转换器170连接。
[0039] 所述中央处理器115为整个电机装置100的中控中心，所述内存130用于暂时存放所述中央处理器115中的运算数据，所述可多次编程存储器120中存储电机装置100的配置信息及电机装置100运行时的驱动程序等。
[0040] 该组位置比较器190包括第一至第三位置比较器，每一位置比较器可分别接收一路指示电机磁极位置的磁极检测信号，并将磁极检测信号与一参考值进行比较并从输出端输出比较结果信号。所述第一至第三位置比较器的输出端通过所述第二滤波器192连接所述中央处理器115。所述中央处理器115根据3路比较结果信号获知转子的磁极位置。可以理解，位置比较器190也可被配置为处理其他信号，磁极检测信号也可不经位置比较器190直接输入到中央处理器115。本实施方式中，一个完整的360度电周期共有6种磁极检测信号组合011、001、101、100、110、010，中央处理器115据此控制PWM输出模块125输出的用于驱动电机30的驱动信号。比如当中央处理器115接收的磁极检测信号组合为011时，所述中央处理器115控制所述PWM输出模块125发出导通上臂开关UH和下臂开关WL的驱动信号，所述定子绕组产生的磁场驱动转子旋转。本实施例中，所述霍尔传感器H1、H2、H3输出方波形式的磁极检测信号。较佳的，所述位置比较器190的输出端通过所述第二滤波器192连接所述中央处理器115。
[0041] 可以理解的，在本发明更多实施例中，电机装置100中也可以不配置位置传感器，即通过无位置传感器法获得转子的磁极位置。在一种方式中，电机30旋转时，电机绕组中会感生反电动势(EMF)，可以通过检测反电动势过零的方法获得转子的磁极位置。所述每一位置比较器190可分别连接逆变器20的三个桥臂，接收一相绕组的电压，通过检测不导通相的电压，获得不导通相的反电动势的过零点以获知转子的磁极位置，所述中央处理器115据此控制PWM输出模块125输出的用于驱动电机30的驱动信号。
[0042] 所述电机驱动集成电路10中设有一组运算放大器195。在一个实例中，所述运算放大器195可用于PMSM中磁场定向控制(FOC)中的电流检测，该组运算放大器195同时采集三相绕组中的电流，然后根据采集的电流经过运算放大器放大后送向所述模数转换器170进行转换。所述中央处理器115根据各相绕组的电流进行Park正反变换获知电机的转速。较佳的，所述运算放大器195采集的电流为正弦波，可以理解，运算放大器195采集的电流也可以是其他波形。
[0043] 所述运算放大器195的输出端连接所述模数转换器170。所述模数转换器170包括采样保持电路172及模数转换单元174。所述模数转换单元174用于将运算放大器195输出的模拟信号转换为数字信号，所述采样保持电路172加在所述模数转换单元174之前用于保证模数转换单元174进行模拟信号转数字信号时的精度。
[0044] 所述PWM输出模块125具有若干输出端。本实例中使用PWM输出模块的6个输出端，所述PWM输出模块的6个输出端分别连接逆变器20中半导体开关元件的控制端。所述PWM输出模块125在所述中央处理器115的控制下输出PWM驱动信号控制所述逆变器20中的半导体开关元件的通断，以根据转子的磁极位置控制电机30的通电方式，使电机定子的磁场始终沿预定方向驱动转子转动，以避免电机30产生电机振动的情况。
[0045] 所述过流比较器180的一个输入端接收指示电机工作电流的检测信号，另一输入端接收一预设值VREF，所述过流比较器180的输出端通过所述第一滤波器182连接所述PWM输出模块125和所述中央处理器115。
[0046] 所述时钟电路300为所述电机驱动集成电路10提供稳定的系统时钟信号。在本实施例中，所述时钟电路300包括RC振荡器301。请参考图5，所述RC振荡器301包括电阻单元310、电容C、比较器320及一电子开关330。所述电阻单元310和电容C串联连接于电源V1与地之间，所述电阻单元310与电容C之间的节点连接比较器320的同相输入端，比较器320的反相输入端接收一参考电压V2，所述比较器320的同相输入端与地之间连接所述电子开关
330，所述电子开关330的控制端连接所述比较器320的输出端。所述电源V1通过所述电阻单元310为电容C充电，当电容C两端的电压超过比较器320的参考电压V2时，所述比较器320翻转，接通所述电子开关330对电容C进行放电，当电容C两端的电压低于所述参考电压V2时再断开所述电子开关330再次对所述电容C进行充电。通过对电容C的交替充电和放电在比较器320的输出端输出一定频率的系统时钟信号。本领域技术人员可以理解，所述电机驱动集成电路10中的RC振荡器不限于图示所示的形式，还可以采用任何已知其他形式的RC振荡器。
330，所述电子开关330的控制端连接所述比较器320的输出端。所述电源V1通过所述电阻单元310为电容C充电，当电容C两端的电压超过比较器320的参考电压V2时，所述比较器320翻转，接通所述电子开关330对电容C进行放电，当电容C两端的电压低于所述参考电压V2时再断开所述电子开关330再次对所述电容C进行充电。通过对电容C的交替充电和放电在比较器320的输出端输出一定频率的系统时钟信号。本领域技术人员可以理解，所述电机驱动集成电路10中的RC振荡器不限于图示所示的形式，还可以采用任何已知其他形式的RC振荡器。
[0047] 所述RC振荡器301输出的时钟信号的频率f由以下公式确定:其中，R为电阻单元310的电阻值，C为电容C的电容值。从公式可以看出，改变电阻单元310的阻值可以改变RC振荡器301输出的时钟信号的频率。
[0048] 请参考图6，所述电阻单元310包括至少一组补偿电阻312，本实施方式中以所述电阻单元310包括八组补偿电阻312为例进行说明，每组补偿电阻312包括串联连接的具有正温度补偿系数的电阻R1及具有负温度补偿系数的电阻R2。所述电阻单元310还包括7个选择开关Q1-Q7。所述八组补偿电阻312串联连接于第一节点A及第二节点B之间，所述第一节点A用于连接电源V1，所述第二节点B用于连接电容C。除一组补偿电阻外，其他七组补偿电阻312两端分别并联一个选择开关。可选的，所述选择开关Q1-Q7均为NMOS管，所述选择开关Q1-Q7的栅极接收一控制所述选择开关是否导通的选择信号，所述选择开关Q1-Q7的漏极及源极分别连接于所并联的一组补偿电阻312的两端。所述选择开关Q1-Q7接收到高电平时导通，与导通的选择开关并联的补偿电阻被短路，不接入电路。所述选择开关Q1-Q7接收到低电平时截止，与所述截止的选择开关并联的一组补偿电阻接入电路。通过控制输出至所述选择开关Q1-Q7的选择信号的电平可选择接入电路中的补偿电阻312，以使RC振荡器301的输出端输出不同频率的时钟信号。从上述公式中可以看出，接入电路中的电阻的阻值越大，所述RC振荡器301输出的时钟信号的频率越低。
[0049] 每组补偿电阻312包括串联连接的两个温度补偿系数相反的电阻R1及R2，在所述电机驱动集成电路10工作过程中，因温度变化引起的电阻R1及R2阻值的变化基本相互抵消，使每组补偿电阻312的整体的电阻值基本保持不变。本领域技术人员可以理解，形成电阻的材料通常确定了电阻的温度系数，选择电阻R1和R2时，根据电阻在室温下的标称电阻值选取。本申请中，所述负温度补偿系数的电阻R2可以从P注入无硅化物电阻(P+poly w/o salicide)及N注入无硅化物电阻(N+poly w/o salicide)中选取，所述正温度补偿系数的电阻可从无硅化物的N型扩散区电阻(N+diff，w/o salicide)、P注入有硅化物电阻(P+poly w/i salicide)、无硅化物的P型扩散区电阻(P+diff w/o salicide)、有硅化物的P型扩散区电阻(P+diff w/i salicide)、N注入有硅化物电阻(N+poly w/i salicide)、有硅化物的N型扩散区电阻(N+diff w/i salicide)等类型的电阻中选取。选取每组补偿电阻时可遵循以下原则，正负温度补偿系数电阻的标称值的和等于该组补偿电阻需提供的电阻值，即R’＝R1+R2；所述正温度系数电阻R1的阻值与正温度系数电阻R1的线性温度系数(TC1)K1的乘积(R1*K1)等于负温度系数电阻R2的阻值与负温度系数电阻线性温度系数K2的乘积(R2*K2)，其中，R’为该组补偿电阻需提供的电阻值，R1为正温度补偿系数电阻的阻值，R2为负温度补偿系数电阻的阻值，K1为正温度补偿系数电阻的线性温度系数，K2为负温度系数电阻的线性温度系数。而且电阻选取时，优选电阻的二次温度系数(TC2)受温度变化影响小的电阻。现举例进行说明，假设一组补偿电阻312需提供的电阻值R’为5K欧姆，那么可以选择一个4K欧姆、温度系数为-1的负温度补偿系数电阻R2，及一个1K欧姆、温度系数为+4的正温度补偿系数电阻R1进行串联。当然上述例子中的数值仅为例举，便于理解本发明的设计思想，并不作为对本发明的限定。上述实施方式中，所述电容优选为MIM(metal insulator metal)型电容。本申请的发明人经过大量实验，发现所述正温度补偿系数电阻R1为无硅化物N型扩散区电阻，所述负温度补偿系数电阻R2为P注入无硅化物电阻时，所述正温度补偿系数电阻R1的线性温度系数的绝对值大于所述负温度补偿系数电阻R2的线性温度系数的绝对值。较佳的，所述正温度补偿系数电阻R1的线性温度系数的绝对值与所述负温度补偿系数电阻R2的线性温度系数的绝对值的比值小于10，所述正温度补偿系数电阻和负温度补偿系数电阻的二次温度系数小于1E-6/℃。RC振荡器输出的时钟信号的频率在工作温度为-40℃～+85℃范围内的变化很小，例如在较佳的情况下可小至不超过±2％。作为一个较佳的实例，该无硅化物N型扩散区电阻R1的线性温度系数为1.46E-3/℃，二次温度系数为
5.57E-7/℃，该P注入无硅化物电阻R2的线性温度系数为-1.68E-4/℃，二次温度系数为
7.04E-7/℃。
5.57E-7/℃，该P注入无硅化物电阻R2的线性温度系数为-1.68E-4/℃，二次温度系数为
7.04E-7/℃。
[0050] 现有技术中，8位微处理器的系统时钟频率通常为20～50MHz，运行速度较低，无法满足对于电机控制实时性的要求，而具有较好实时性的电机驱动芯片则通常至少采用16位中央控制器，其电路成本较高。本申请的电机驱动集成电路使用0.15μm的半导体工艺制作，采用该工艺，可获得更高频率(例如80MHz)的系统时钟，从而可以提高处理速度，满足对于电机控制的实时性的要求。另一方面，采用8位单片机内核可显著降低电路成本，而且采用0.15μm工艺可使裸片(bare die)的面积小至12mm2，优选地为10mm2。在本实施方式中，所述裸片的面积为8～9mm2，可进一步降低电路成本。相比较而言，如果选择0.25μm的半导体工艺制作，系统时钟频率不到50MHz，使用0.35μm的半导体工艺制作，时钟频率在20～30MHz，而且裸片的面积会按比例增大。
[0051] 现对所述电机的工作原理进行说明。
[0052] 电机装置100加电或复位后，所述中央处理器115先执行引导装载(boot loader)程序，将可多次编程存储器120中的所有程序代码都拷贝到内存130中运行。所述可多次编程存储器120中存储电机的配置信息及电机运行时的驱动程序等，如包括CPU和外围电路初始化程序、主循环程序、中断服务程序等。本发明实施例中采用可多次编程存储器120存储电机的配置信息及驱动程序，可多次编程存储器120相比价格昂贵的Flash存储器，于实际应用时，尤其在大规模制造的情况下，可以节省大量的制造成本。本发明实施例中，所述可多次编程存储器120的容量为32KB。其他实施方式中，所述可多次编程存储器120的容量还可以为其他值，如48KB、64KB等，本实施方式中，所述存储器容量只为例举，不作为限定。本实施方式中，所述内存130的容量为48KB，内存130的容量大于等于所述可多次编程存储器120的容量。在本实施方式中，所述内存130为随机存取存储器(Random Access Memory,RAM)，由于将可多次编程存储器120中的所有程序代码拷贝到内存130中运行，而内存130的工作频率较高，因此本实施例的电机驱动集成电路10在降低制造成本的同时加快了程序的运行频率，与所述中央处理器115工作在80Mhz频率达到较好的配合。
[0053] 较佳的，在电机驱动集成电路上电起动阶段，所述时钟电路300提供较低频率的系统时钟，使电机驱动集成电路在低频下运行，之后再切换至高频运行，这样可以避免电机驱动集成电路在上电起动阶段崩溃的可能。本实施方式中，正常运行阶段，电机驱动集成电路可工作在80MHz的系统时钟，在上电起动阶段，系统时钟频率最高不超过30MHz，在一个较佳实施例中，所述时钟电路300输出的系统时钟的频率可以为正常运行时系统时钟频率的四分之一，即20MHz。
[0054] 对于工作频率的调整，可以通过设定RC振荡器301中选择开关Q1-Q7的导通和截止来实现，比如可在上电起动阶段，控制所述选择开关Q1-Q7全部断开，所述八组补偿电阻312全部接入电路，使接入电路中的电阻单元310的阻值很高，所述RC振荡器301输出的频率很低，在正常运行阶段，可根据对于系统时钟的要求，控制所述选择开关Q1-Q7中的部分断开、部分闭合，与闭合的选择开关并联的补偿电阻被短路，使接入电路中的电阻单元的阻值降低，从而使所述RC振荡器301输出特定频率的系统时钟。上述实施例中，是以调整图5及6所示RC振荡器301接入的电阻的阻值的形式调整时钟频率，在本发明的其他实施例中，所述RC振荡器的结构还可以为其他形式，还可以通过单独调整RC振荡器接入的电容值或同时调整RC振荡器接入的电阻值及电容值的方式调整时钟频率，例如参考图7所示的RC振荡器700和图8所示的RC振荡器800。
[0055] 在图7中，所述RC振荡器700包括一比较器710，电阻R71、R75-R77，电容C71及电子开关S71、T71。电源V1通过串联连接的电阻R75及R76接地，所示电阻R75和R76的连接节点连接所述比较器710的同相输入端，所述比较器710的输出端输出一定频率的系统时钟信号，且通过电阻R77连接所述比较器710的同相输入端，所述比较器710的输出端与反相输入端之间并联连接多个电阻支路，每个电阻支路包括串联连接的电阻R71及电子开关S71。所述比较器710的输出端与地之间并联多条电容支路，每个电容支路包括串联连接的电容C71及电子开关T71。通过控制每条电阻支路和/或电容支路中电子开关的闭合及断开调节接入RC振荡器700的电阻值及电容值，进而调节所述RC振荡器700输出的系统时钟信号的频率。
[0056] 在图8中，所述振荡器800包括非门810、820、830，电容C81，电阻R81、R82、R810、R820，电子开关S810、S820。所述非门810、820、830串联，所述非门830的输出端通过电阻R81、R82连接所述非门810的输入端，所述非门820和非门830连接的节点通过电容C81连接所述电阻R81及R82的连接节点。所述电阻R81两端并联多个电阻支路，每个电阻支路包括串联连接的电阻R810及开关S810。所述电阻R82两端也并联多个电阻支路，每个电阻支路包括串联连接的电阻R820及开关S820。通过控制每条电阻支路中电子开关S810和/或S820的的闭合及断开调节接入的电阻值，进而可以调节所述RC振荡器800输出的系统时钟信号的频率。
[0057] 在本发明的更多实施例中，所述电机驱动集成电路10中还可以通过设置LC振荡器并调整LC振荡器输出的时钟频率的方式调整系统时钟的频率，或者也可以通过对RC振荡器或连接至所述电机驱动集成电路10的外部晶体振荡器输出的时钟信号进行分频或倍频的处理来调节系统时钟频率。
[0058] 所述电机30内部的霍尔传感器H1、H2、H3检测电机转子的磁极位置，分别输出三个磁极检测信号即霍尔信号至所述电机驱动集成电路10的第一至第三位置比较器190。在图3中，三根实线表示的方波代表霍尔信号H1、H2、H3，两两互差120度电角度。当第一至第三位置比较器中每一个位置比较器获得一个霍尔信号的电平跳变的边沿即上升沿或下降沿，所述位置比较器190输出一个计时中断信号至所述定时器150。比如，请参考图3，第一位置比较器先获得霍尔信号H1的上升沿H1a，所述第一位置比较器输出一个计时中断信号至所述定时器150，所述定时器150记录该时刻为t0，当位置比较器获得下一个霍尔信号的边沿，如第三位置比较器获得霍尔信号H3的下降沿H3b，所述第三位置比较器输出一个计时中断信号至所述定时器150，所述定时器150记录该时刻为t1，中央处理器115通过计算t1与t0间的时间差Δt计算电机的转速。所述t1时刻被记录后，所述定时器150将t0时刻的记录清零，再将t1时刻记为t0时刻，等待下一个霍尔信号边沿的出现，当第二位置比较器获得下一个霍尔信号H2的上升边沿H2a时，所述第二位置比较器输出一个计时中断信号至所述定时器150，所述定时器150将该时刻记为t1时刻，再计算t1与t0时刻的时间差，再根据该时间差获得一个电机的转速，以此类推，如下一次计算霍尔信号H2的上升沿H2a与霍尔信号H1的下降沿H1b间的时间差又获得一个电机的转速。电机运行阶段，中央处理器115通过每两相邻边沿的时间差计算电机的转速获知电机的运行状况。本申请中，不仅可以侦测相邻边沿的间隔时间，还可以根据需要检测一路霍尔信号相邻边沿或相邻上升、下降沿的时间间隔。请参考图4，在本发明的其他实施方式中，所述位置比较器190输出的三个信号端后连接一逻辑选择电路193，所述逻辑选择电路193连接所述中央处理器115及所述定时器150，所述逻辑选择电路193根据中央处理器115的设定选择在同一霍尔信号的相邻边沿、同一个霍尔信号的相邻的上升沿、同一个霍尔信号的相邻的下降沿、不同霍尔信号的相邻边沿、不同霍尔信号的相邻的上升沿、或不同霍尔信号相邻的下降沿时控制所述定时器150计时，根据设定的不同边沿的时间差来计算电机的转速。
[0059] 本发明实施例中，不像现有技术中每个位置比较器需连接一个中断控制器，而是每个位置比较器190直接连接至所述定时器150或通过所述逻辑选择电路193连接定时器150，所述定时器150在预定的上升沿或下降沿产生时进行计时，本发明实施例中减少了中断控制器的使用，减少了资源的使用。而且定时器150响应每路霍尔信号的边沿进行计时，采样的频率快。本领域技术人员可以理解，采样越快，控制电机时的动态响应越好，基于采样的结果对电机的PWM输出模块125进行控制时，可使电机运行更平稳，减小速度波动。在设有逻辑选择电路的实施方式中，可以根据不同的设计需要选择不同的边沿来计算电机的转速，使所述电机驱动集成电路10可适应不同的电机装置，提高电机的通用性。
[0060] 所述电机驱动集成电路10中还设有移位器160，优选的，所述移位器160为桶式移位器，所述移位器160能在单周期内完成乘法、除法等多种方式、各种位数的移位操作。比如，在进行上述运算时，如果全部运算均由中央处理器115来执行，将会导致系统的响应变慢，乘法、除法等运算交由移位器160来实现，可将中央处理器115释放出来用于完成其他任务，可以提高整个电机驱动集成电路10的效率。
[0061] 在电机运行过程中，所述过流比较器180接收指示电机工作电流的检测信号，如在逆变器20下桥臂的连接点与地之间设置采样电阻R10，通过采样电阻R10将流过电机的电流转换为采样电压输入至所述过流比较器180的输入端，所述过流比较器180将所述采样电压与预设值VREF进行比较，当所述采样电压高于所述预设值时，判断电机发生过流，所述过流比较器180直接输出过流保护信号至所述PWM输出模块125，使所述PWM输出模块125进入过流保护模式。采用该种方式，电机过流时所述过流比较器180直接控制所述PWM输出模块125进入过流保护模式，PWM输出模块125对于电机的过流情况迅速响应，快速有效的对电机进行保护。在其他实施方式中，所述过流比较器180输出过流保护信号至所述中央处理器115，所述中央处理器115控制所述所述PWM输出模块进入过流保护模式。
[0062] 所述PWM输出模块125进入过流保护模式时，所述PWM输出模块125可执行如下之一操作：停止向逆变器20输出驱动信号；降低输出至逆变器20的驱动信号的占空比；关断若干相向逆变器20输出的驱动信号；停止向逆变器20输出驱动信号并在延迟预设的时间后重新向逆变器20输出信号。所述PWM输出模块125进入过流保护模式具体执行哪种操作可以根据设计需要或电机应用的环境进行设置。
[0063] 所述电机驱动集成电路10较佳的还设有所述第一滤波器182，所述第一滤波器182连接于所述过流比较器180及所述PWM输出模块125和中央处理器115之间。所述第一滤波器182可被配置为按照预定方式，如在预定时钟周期内对过流保护信号进行预定次数的采样，如在两个时钟周期内对过流保护信号进行128次采样，如果每次采样时，所述过流保护信号均为预定电平，即可判断电机过流，如果每次采样时，出现所述过流保护信号非为预定电平的情况，判断电机未发生过流。所述第一滤波器182用于消除毛刺信号的影响，当然，所述第一滤波器182采样的频率还可以是其他的数值，此处只为例举，不做限定。所述第二滤波器
192具有类似的功能，在此不再赘述。
192具有类似的功能，在此不再赘述。
[0064] 在本发明的其他实施方式中，所述电机驱动集成电路10还包括一中断控制器140，电机过流时，所述过流比较器180同时输出过流保护信号至所述中断控制器140与所述PWM输出模块125，所述中断控制器140发送中断信号至所述中央处理器115，所述中央处理器115例如可以根据该中断信号控制外接设备，如显示器、报警器等显示电机30处于故障状态。
[0065] 本发明实施例中，所述过流比较器180集成在所述电机驱动集成电路10内，相比现有技术，减少了电子元件的使用数量、减小了电机控制电路的整体尺寸，而且使用集成电路控制电机的运行功耗低、可靠性高。
[0067] 可以理解的，本发明实施例中所述的集成电路不仅限于驱动电机，也可用于需由交流电驱动的其他类型电负载等其他情形。
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