例如，如果按照本发明人所讨论的内容，则有下列的背景技术。 现在，世界上存在着许多移动通信系统。因此，需要有能够使用多 个系统的终端。例如，可以举出工作频带不同但是在调制方式等方 面有很多相似点的GSM(Global System for Mobile Communcations，全球移动通信系统)和DCS 1800(Digital Cellular System 1800，数字蜂窝式系统1800)。
在一个工作频带中，将IF信号变换成RF信号的PLL电路在 John Wiley&Sons出版社出版的“Phaselock Techniques”(ISBN 0-471-04294-3)的10.3章中已有记述。图9不是众所周知的技术而 是本发明人所讨论的，可以在多个工作频带中使用的PLL电路的 一个例子。
上述的PLL电路由相位比较器41，混频器2，n个(n是2以 上的自然数)低通滤波器(LPF)42-1～42-n，n个压控振荡器(VCO) 4-1～4-n，n个耦合器43-1～43-n，和控制VCO 4-1～4-n工作的接通 断开的控制电路6构成。
将两个信号输入到相位比较器41。第一个输入信号是参照信号 IF，第二个输入信号是混频器2的输出信号。相位比较器41比较 上述的参照信号IF和混频器2的输出信号的相位，输出与相位差 成比例的信号。将相位比较器41的输出信号输出到LPF 42-1～42-n， 除去不要的噪声后，输入到VCO 4-1～4-n。通过控制电路6，使在 上述的n个VCO中与希望的工作频带对应的一个VCO进行工作， 而其它的VCO处在断开状态不输出信号。VCO 4-1～4-n的输出频 率分别是fVCO1～fVCOn，输入到耦合器43-1～43-n。在这些耦合 器中，将各个输入信号分成两个进行输出。第一个输出成为上述的 PLL电路的输出信号，将第二个输出信号输入到混频器2。将两个 信号输入混频器2，其中第一个输入信号是耦合器43-1～43-n的第 二个输出信号。将频率为fLO的本机发射信号RF-LO输入到混频 器2的第二个输出端。混频器2的输出频率是二个输入频率之差的 绝对值，为|fLO-fVCOn|。混频器2的输出信号成为相位比较器 41的第二个输入信号。现在，当VCO 4-n正在工作时，因为上述 的PLL电路处在锁定的状态中，相位比较器41的二个输入频率相 等，所以fIF＝|fLO-fVCOn|。于是，给出VCO 4-n的输出频率 fVCOn为|fLO-fIF|。即，将输入上述的PLL电路的参照信号的 频率fIF变换成fVCOn＝|fLO-fIF|。
用线性模型解析上述的PLL电路的工作。从VCO中选择VCO 4-n。令相位比较器41的相位差变换增益为Kd，VCO 4-n的灵敏 度为Kv。又，如果将滞后超前滤波器用于LPF 42-n，则这个LPF 42-n的传递函数F(s)由下列的(公式1)给出。
(公式1)
$F\left(s\right)=\frac{1+s·C·R2}{1+s·C·(R1+R2)}$
又，上述的PLL电路的开环传递函数Ho由下列的(公式2) 给出。
(公式2)
             Ho＝Kd·Kv·F(s)
上述的Ho的极点ωp，零点ωz分别由下列的(公式3，4)给 出。
(公式3)
$\mathrm{\omega p}=\frac{1}{C·(R1+R2)}$
(公式4)
$\mathrm{\omega z}=\frac{1}{C·R2}$
上述的ωp和上述的ωz都比上述的PLL电路的环频带K小时， 这个环频带K由下列的(公式5)给出。
(公式5)
$K=\mathrm{Kd}·\mathrm{Kv}·\frac{R2}{R1+R2}$
所以，上述的K由上述的Kd，上述的Kv和LPF 42-n的传递 函数F(s)决定。上述的Kd是常数，但是上述的Kv一般地随工作 频带的不同而不同。所以，必须与上述的Kv对应地设计LPF 42-1～42-n的特性。
可是，关于上述那样的PLL电路，根据本发明人的讨论结果， 可以明白下列那样的内容。上述的PLL电路为了能用于多个工作 频带需要使用n个LPF。一般地，因为相位比较器是内装IC(集 成电路)的，而LPF是外加IC的，所以存在着由于外加装置的数 量增加，使终端的实际安装变得复杂，实际的安装面积增大那样的 问题。又，使用n个LPF时，在IC上需要n根引脚，存在引脚数 量增大的问题。进一步，必须对于n个LPF中的每一个进行设计， 存在设计复杂化的问题。
因此，本发明的目的是提供通过将在上述的PLL电路中必需 的n个LPF削减到一个，能够减少实际的安装面积和引脚数量， 使设计简略化的PLL电路和用该电路的无线通信终端机。
通过本说明书中的记述和说明书附图，能够清楚地看到本发明 的上述的和其它的目的以及新的特征。

下面，简单说明在本专利申请揭示的发明中，有代表性的部分 的概要。
即，为了达到上述的目的，本发明的PLL电路有输出与第一 个输入信号和第二个输入信号之间的相位差成比例的信号，相位差 变换增益可变的可变增益相位比较器，与这个可变增益相位比较器 的输出端连接的LPF，与这个LPF的输出端连接的n个VCO，一 个一个地分别与这个VCO的输出端连接的n个耦合器，对与这n 个耦合器的输出端连接的上述的n个耦合器的输出信号的相加信 号的频率进行频传变换，输出上述的第二个信号的频率变换器，和 电连接上述n个VCO来控制上述n个VCO工作的接通断开的控 制电路。
又，作为用于达到上述目的的其它构成，在上述的PLL电路 中，用根据上述的第二个信号振幅改变上述的相位差变换增益的相 位比较器置换上述的可变增益相位比较器，将增益可变的可变增益 放大器插入这个相位比较器和上述的频率变换器之间。
进一步，为了抑制上述的PLL电路的输出噪声，在上述的PLL 电路中，将m个(m是自然数)并联的LPF连接到上述的频率变 换器和上述的可变增益相位比较器之间，或上述的可变增益相位比 较器的第一个输入端，由控制电路对上述的并联的LPF工作的接 通断开进行控制。
又，本发明的无线通信终端机的特征是它是有由被输入I，Q 信号的正交调制器，与这个正交调制器的输出端连接的PLL电路， 与这个PLL电路的输出端连接的功率放大器组成的发射系统，输 出I，Q信号的接收系统，天线，和与这个天线，上述的发射系统 和上述的接收系统连接的天线开关的无线通信终端机，上述的PLL 电路是由上述那样的PLL电路组成的。
下面，简单地说明通过在本专利申请揭示的发明中有代表性的 部分得到的效果。
根据本发明，在将IF信号变换成RF信号的PLL电路中，因 为能够使在多个工作频带中使用时必需的LPF的数量减少到只要 一个，所以能够产生降低实际的安装面积，削减相位比较器内装的 IC的引脚数量，简化PLL电路的设计的效果。其结果，是可以降 低使用PLL电路的便携式电话等无线通信终端机的实际安装面积。

图1是表示本发明的PLL电路的实施形态1的图。
图2，图3是分别表示在本发明的PLL电路的实施形态1中， 可变增益相位比较器，可变电流源的一个例子的图。
图4是表示本发明的PLL电路的实施形态2的图。
图5是表示在本发明的PLL电路的实施形态2中，能够根据输 入振幅改变增益的相位比较器的一个例子的图。
图6是表示本发明的PLL电路的实施形态3的图。
图7是表示用本发明的PLL电路的无线通信终端机的一个例 子的图。
图8是表示作为用本发明的PLL电路的无线通信终端机的便 携式电话的一个例子的图。
图9是表示成为本发明的前提的PLL电路的图。

下面，根据诸图详细地说明本发明的实施形态。此外，在用于 说明本发明实施形态的所有的图中在相同的部件上加上相同的标 号，并省略它们的重复说明。
(实施形态1)
图1是表示本发明的PLL电路的实施形态1的构成图。
与本发明有关的PLL电路，作为一个例子，由可变增益相位 比较器1，混频器2，LPF 3，n个VCO 4-1～4-n，n个耦合器5-1～5-n， 和控制上述的VCO工作的接通断开的控制电路6构成。
将两个信号输入可变增益相位比较器1。第一个输入信号是频 率为fIF的参照信号IF，第二个输入信号是混频器2的输出信号。 可变增益相位比较器1比较上述的参照信号IF和混频器2的输出 信号的相位，输出与相位差成比例的信号。LPF 3除去可变增益相 位比较器1的输出信号中不要的噪声，并将该信号输入到VCO 4-1～4-n。将VCO 4-1～4-n的输出信号分别输入到耦合器5-1～5-n 中的一个耦合器。通过控制电路6，使VCO 4-1～4-n中的与希望的 工作频带对应的一个VCO进行工作，其它的VCO处在断开状态不 输出信号。耦合器5-1～5-n将输入信号分成两个，分别从两个通道 输出这些信号。耦合器5-1～5-n的第一个输出信号成为上述的PLL 电路的输出信号，而将第二个输出信号输入到混频器2。将两个信 号输入到混频器2，第一个输入信号是耦合器5-1～5-n的第二个输 出信号。将频率为fLO的本机发射信号RF-LO输入混频器2的第 二个输入端。现在，当使VCO 4-n工作时，混频器2的输出频率是 第一和第二个输入信号的频率之差的绝对值，为|fLO-fVCOn|。 混频器2的输出信号成为可变增益相位比较器1的第二个输入信 号。因为上述的PLL电路处在锁定的状态中，可变增益相位比较 器1的二个输入频率相等，所以fIF＝|fLO-fVCOn|。于是，给出 上述的VCO 4-n的输出频率fVCOn为|fLO-fIF|。即，将输入上 述的PLL电路的上述的参照信号的频率fIF变换成fVCOn＝|fLO- fIF|。
用线性模型解析上述的PLL电路的工作，该解析与图9中的解 析相同。在上述的公式(5)中，因为将一个LPF 3用于上述的PLL 电路，所以R1和R2是一定的。上述的环频带K由上述的相位差 变换增益Kd和上述的VCO 4-n的灵敏度Kv的乘积决定。所以， 如果与VCO 4-1～4-n的灵敏度相对应地改变上述的Kd，则只有在 一个LPF中可以使上述的环频带K成为最适合的。
可变增益相位比较器1的一个例子如图2所示。
可变增益相位比较器1由14个晶体管Q1～Q14和输出电流 IREF可变的可变电流源7构成。晶体管Q1～Q14用双极型的。8 是希尔伯特(Gilbert)乘法器，在培风馆出版社出版的“用于超 LSI(大规模集成)的模拟集成电路设计技术(下)”10.3章中记 述了它的详细情形。将差动信号VREF+和VREF-输入到希尔伯特 乘法器8的第一个输入端1，将差动信号VIF+和VIF-输入到希尔 伯特乘法器8的第二个输入端2。在希尔伯特乘法器8中，将上述 的两个差动信号乘起来，输出差动电流I1和I2。当希尔伯特乘法 器8的两个输入信号的振幅很大，晶体管Q1～Q6进行开关工作时， 令晶体管Q8的收集极电流为I3，上述的两个输入信号的相位差Φ 和希尔伯特乘法器8的输出差动电流(I2-I1)由下列的公式(6) 给出。
(公式6)
$I2-I1=I3·(\frac{2·\Phi }{\pi }-1)$
晶体管Q7，Q8形成电流密勒电路，令电流密勒比为a，则有 I3＝a·IREF。晶体管Q9，Q10形成电流密勒电路，令电流密勒比为 b，则有I4＝b·I1。当由晶体管Q11，Q12形成的电流密勒电路的电 流密勒比也是b时，则有I5＝b·I2。晶体管Q13，Q14形成电流密 勒电路，当电流密勒比为1时，则有I6＝I4。可变增益相位比较器 1的输出电流(I5-I6)由下列的公式(7)给出。
(公式7)
$I5-I6=a·b·\mathrm{IREF}·(\frac{2·\Phi }{\pi }-1)$
于是，可变增益相位比较器1的相位差变换增益Kd由下列的 公式(8)给出。
(公式8)
$\mathrm{Kd}=\frac{2·a·b·\mathrm{IREF}}{\pi }$
因为a，b是常数，所以上述的相位差变换增益Kd与IREF成 比例。所以，通过改变IREF，能够改变Kd。
作为可变电流源7的一个例子，能够供给电流值为1∶2的两 类恒定电流的电路如图3所示。
上述的可变电流源7由晶体管Q15～Q18，输出恒定电流的基准 电流发生电路9，开关S1，S2和控制开关S1，S2的控制电路10 构成。上述的晶体管Q15～Q18中任何一个都起相同的作用。又， 将双极晶体管用作晶体管Q15～Q18。通过开关S1，晶体管Q16的 基极与晶体管Q16的发射极或晶体管Q15的基极连接。通过开关 S2，晶体管Q17的基极与晶体管Q17的发射极或晶体管Q15的基 极连接，晶体管Q18的基极与晶体管Q18的发射极或晶体管Q15 的基极连接。晶体管Q16～Q18分别与晶体管Q15构成电流密勒电 路。因为晶体管Q15从基准电流发生电路9输入电流，所以将它 称为在上述的电流密勒电路中的输入晶体管，因为晶体管Q16～Q18 从收集极输出电流，所以将它们称为在上述的电流密勒电路中的输 出晶体管。令从基准电流发生电路9供给的电流为I7，因为晶体管 Q15～Q18都起相同的作用，所以晶体管Q16～Q18的收集极分别为 I7。当晶体管Q16的基极与晶体管Q15的基极连接，晶体管Q17， Q18的基极分别与晶体管Q17的发射极，晶体管Q18的发射极连 接时，因为晶体管Q17，Q18的基极发射极之间的电压为0V，所 以没有收集极电流流动。于是，IREF与晶体管Q16的收集极电流 相等成为I7。当晶体管Q16的基极与晶体管Q16的发射极连接， 晶体管Q17，Q18的基极与晶体管Q15的基极连接时，因为晶体管 Q16的基极发射极之间的电压为0V，所以没有收集极电流流动。 于是，IREF与晶体管Q17，Q18的收集极电流之和相等成为2·I7。
如上所述，通过开关S1，S2的控制，能够输出来自上述的可 变电流源7的电流值为1∶2的两类IREF。
所以，如果根据本实施形态，因为通过将相位差变换增益可变 的可变增益相位比较器1用作PLL电路的相位比较器，使与所希 望的工作频带对应的一个VCO进行工作，与VCO 4-1～4-n的灵敏 度相对应地改变相位差变换增益，能够将PLL电路必需的LPF 3 削减到一个，所以能够实现削减相位比较器内装的IC的引脚数量， 简化PLL电路的设计。
(实施形态2)
下面，说明与本发明有关的PLL电路的实施形态2。
图4是表示本发明的PLL电路的实施形态2的构成图。
本实施形态2的PLL电路，作为一个例子，是以用根据输入振 幅改变增益的相位比较器11置换在上述的实施形态1中的可变增 益相位比较器1，将可变增益放大器12插入混频器2和相位比较 器11之间为特征的电路。通过与VCO 4-1～4-n的灵敏度相对应地 控制可变增益放大器12的增益，改变输入到相位比较器11的输入 振幅，使相位比较器11的增益变化，能够使上述的PLL电路的环 频带成为最适合的。
相位比较器11的一个例子如图5所示。
本实施形态2的相位比较器11是以输出恒定电流IREF的基准 电流发生电路13置换在上述的图2中的可变电流源7为特征的电 路。将双极晶体管用作晶体管Q1～Q14。
上述的相位比较器11的工作的详细情形，例如记述在A.Bilotti 的“Applications of a Monolithic Analog Multiplier”，IEEE J.Solid-State Circuits，Vol.Sc-3，pp.373-380，Dec.1968中。如果 根据该文献，则为了通过输入振幅改变上述的相位比较器11的增 益，有下列两种方法。
1.使输入1，2的振幅小于k·T/q，晶体管Q1～Q6不进行开关 工作。
2.使输入1，2中的一个的振幅大于为了使晶体管Q1～Q6进行 开关工作的k·T/q，而使另一个的振幅小于为了使晶体管Q1～Q6不 进行开关工作的k·T/q。其中，k是玻尔兹曼常数，T是绝对温度， q是电子电荷。
所以，如果根据本实施形态，因为通过与VCO 4-1～4-n的灵敏 度相对应地控制可变增益放大器12的增益，使相位比较器11的增 益改变，能够将与上述的实施形态1相同的PLL电路必需的LPF 3 削减到一个，所以能够实现削减相位比较器11内装的IC的引脚数 量，简化PLL电路的设计。
(实施形态3)
下面，说明与本发明有关的PLL电路的实施形态3。
图6是表示本发明的PLL电路的实施形态3的构成图。
本实施形态3的PLL电路，作为一个例子，是以在上述的实施 形态1中的可变增益相位比较器1和混频器2之间插入并联的LPF 16-1～16-m，使并联的LPF 15-1～15-m与可变增益相位比较器1的 第一个输入端连接，用控制VCO 4-1～4-n，LPF 15-1～15-m和LPF 16-1～16-m工作的接通断开的控制电路14置换控制电路6为特征的 电路。
为了除去输入到可变增益相位比较器1的噪声可以用LPF 15-1～15-m和LPF 16-1～16-m。又，可将m个频率fIF用作参照频 率IF。通过控制电路14，可以从LPF 15-1～15-m中选择一个有最 适合于各个fIF的截止频率的LPF。对于LPF 16-1～16-m，也同样 地选择最适合的一个。
下面，说明用与本发明有关的PLL电路的无线通信终端机的 例子。
图7是表示用本发明的PLL电路的无线通信终端机的一个例 子的构成图。
与本发明有关的无线通信终端机是由正交调制器17，上述的 PLL电路18和功率放大器19组成的发射系统23，天线开关20， 天线21和接收系统22构成的。
在正交调制器17，IF信号受到I，Q信号的调制。将正交调制 器17的输出信号作为参照信号输入到PLL电路18。将上述的参照 信号和RF-LO信号输入到PLL电路18，将频率fVCO1～fVCOn中 的一个作为输出信号频率进行输出。PLL电路18的输出信号在功 率放大器19中放大了它的功率，通过天线开关20从天线21发射 出去。通过天线开关20，发射时天线21只与发射系统23连接，接 收时天线21只与接收系统22连接。由天线21接收的信号通过天 线开关20输入到接收系统22，经过解调后，能够输出I，Q信号。
下面，说明与本发明有关的无线通信终端机的具体例子。
图8是表示作为本发明的无线通信终端机的便携式电话的一个 例子的构成图。
与本发明有关的便携式电话，作为一个例子，例如作为使用两 个频带(通信方式)时的电路构成，由话筒24，发射方的AD(模 拟数字)变换器25，共通地用于发射接收的数字信号处理装置26， 发射方的DA(数字模拟)变换器27，上述的发射系统23，上述的 天线开关20，上述的接收系统22，接收方的AD变换器28，接收 方的DA变换器29，和扬声器30构成。
在发射系统23中，备有与两个频带对应的两个功率放大器 19-1，19-2，从PLL电路18输出的各个频率fVCO1或fVCO2的 信号，分别在功率放大器19-1，19-2中放大了它们的功率，然后输 出。这两个功率放大器19-1，19-2具有与上述的功率放大器19相 同的功能，又，被输入本机发射信号1(IF)的正交调制器17和被 输入本机发射信号2(RF-LO)的PLL电路18也与上述的相同。
在接收系统22中，备有与两个频带对应的，两个带通滤波器 31-1，31-2，两个LNA(低噪声放大器)32-1，32-2，两个带通滤 波器33-1，33-2，被输入本机发射信号3a，3b的两个混频器34-1， 34-2，以及在混频后的共通的带通滤波器35，被输入本机发射信号 4的混频器36，带通滤波器37，可变增益放大器38，和被输入本 机发射信号5的正交解调器39。
在上述的接收系统22中，各个混频器34-1，34-2，36输出两 个输入信号相乘的结果，因此使频率变换成为可能。输入到各个混 频器34-1，34-2，36的本机发射信号是从PLL合成器输出的频率 稳定的信号，这个PLL合成器通过将晶体振荡器的输出信号用作 参照信号使输出频率稳定。带通滤波器31-1，31-2，33-1，33-2， 35，37是只让某个特定的频带通过的滤波器，通常，用电介质滤 波器作为带通滤波器31-1，31-2，用SAW(表面声波)滤波器作 为带通滤波器33-1，33-2，35，用LC滤波器作为带通滤波器37。 可变增益放大器38是根据来自数字信号处理装置26的控制信号改 变增益的放大器，是模拟型和数字型的。LNA 32-1，32-2是噪声很 小的放大器，通常，是由一个晶体管和偏压电路构成的。
在上述的便携式电话中，发射时，声音通过话筒24输入，通 过AD变换器25将来自这个话筒24的模拟信号变换成数字信号， 在数字信号处理装置26中对这个数字信号进行处理，进一步通过 DA变换器27将来自数字信号处理装置26的数字信号变换成模拟 信号，将这个模拟信号输出到发射系统23。然后，在发射系统23， 进行与上述相同的工作，通过天线开关20从天线21将经过功率放 大器19-1或功率放大器19-2中的一个放大的信号发射出去。
又，在接收时，通过天线开关20将天线21接收的信号输入到 接收系统22，经过带通滤波器31-1，LNA 32-1，带通滤波器33-1， 混频器34-1，或经过带通滤波器31-2，LNA 32-2，带通滤波器33-2， 混频器34-2，进一步通过带通滤波器35，混频器36，带通滤波器 37反复进行滤波，放大，混频后，通过可变增益放大器38和正交 调制器39进行解调，从接收系统22输出I，Q信号。然后，输入 来自这个接收系统22的模拟信号，通过AD变换器28将这个模拟 信号变换成数字信号，在数字信号处理装置26中对这个数字信号 进行处理，进一步通过DA变换器29将来自数字信号处理装置26 的数字信号变换成模拟信号，通过扬声器30将这个模拟信号以声 音的形式输出。
所以，如果根据本实施形态，则因为通过用可变增益相位比较 器1作为PLL电路的相位比较器，使与所希望的工作频带对应的 一个VCO进行工作，与VCO 4-1～4-n的灵敏度相对应地改变相位 差变换增益，能够与上述的实施形态1相同地将PLL电路必需的 LPF 3削减到一个，所以能够实现削减相位比较器内装的IC的引 脚数量，简化PLL电路的设计。进一步，能够通过LPF 15-1～15-m， 16-1～16-m，除去输入可变增益相位比较器1的噪声。当将这个PLL 电路用于便携式电话等的无线通信终端机时，能够降低无线通信终 端机的实际的安装面积。
以上，根据这些实施形态具体地说明了由本发明人作出的发 明，但是没有必要说明本发明不限于上述的实施形态，在不脱离本 发明要旨的范围内可以进行种种变更的事实。
例如，在上述的实施形态中，说明了PLL电路的频率变换器 是由有两个输入的混频电路构成的情形，但是也可以代替混频电路 用分频电路来构成，这时，将耦合器的输出信号的相加信号作为输 入，将这个输出信号输入到可变增益相位比较器。
又，说明了将双极晶体管用于作为在上述的图2，3和5中的 电路要素的晶体管，但是，即便用其它种类的晶体管，例如MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶体管)也能够实现同样的功能。
进一步，在上述的图8所示的便携式电话中，表示了使用两个 频带时的电路构成，但是通过并联功率放大器，带通滤波器，LNA， 混频器等，也可以实施使用更多个频带的电路构成。
在产业上利用的可能性
如上所述，与本发明有关的PLL电路是用于在多个工作频带 中，将IF(中频)信号变换成RF(无线电频率)信号的PLL电路 中，通过将在这个PLL电路必需的n个LPF削减到一个，能够减 少实际的安装面积和引脚数量，使设计简略化的PLL电路，进一 步它能够广泛地适用于包含用这个PLL电路的便携式电话等在内 的无线通信终端机等中。