[0001] 本
申请是申请日为2014年6月30日、申请号为201410320670.1、
发明名称为“
功率放大器”的中国发明
专利申请的分案申请。
技术领域
[0002] 本发明的示例性和非限制性
实施例一般地涉及功率放大器，并且更具体地涉及一种
汽车音频功率放大器。
背景技术
[0003] 在现代城市每天的通勤中，尤其是在高峰期，人们经常会被困在拥挤的车流中。为了减少汽车在交通拥堵时或者在等候交通灯时的二
氧化
碳排放量以及减少其他污染物，大多数
汽车制造商为汽车引入了启动-停止(start-stop)引擎功能。利用该启动-停止引擎功能，当汽车被困在交通拥堵中时，汽车引擎将自动关闭，而后当随着交通拥堵清除，汽车继续前行时将重新启动。当汽车引擎重新启动时，从汽车
电池中突然
抽取大的涌入(in-rush)
电流，导致电池
电压的快速下降。在汽车引擎重新启动后，电池又将返回到正常的电压值。车载娱乐系统的供电电压直接来自汽车的电池，因此在整个启动-停止过程中车载娱乐系统将经历同样的电压变化。
[0004] 通常，当汽车引擎处于启动状态时，用于建立静态工作点的外部
电路的电容会有快速放电的行为。这将导致汽车收音机系统的功率放大器不能正常工作，从而使得汽车音频系统的功率放大器被设置为静音状态，以致听不到任何声音(包括来自扬声器中的瞬态噪声)。
[0005] 当今，人们不断地追求越来越舒适的驾驶体验，从而对车载娱乐系统的性能要求比以前高得多。因此，音频输出的中断是不可接受的，即使在启动状态下这种中断也是不期望的。当前的车载声音
质量标准也不允许这种中断行为。
[0006] 为了避免上述问题，通常使用一种众所周知的外部电路解决方案。在该方案中进一步使用了直流/直流调节器以稳定启动-停止期间的电池电压。然而，这种解决方案需要若干
外围设备和笨重的LC元件，从而导致了总成本、
电路板尺寸和系统复杂度的增加。
[0007] 因此，提出了另一种在汽车中经常采用的解决方案。在该解决方案中将最低工作电压设置为供电电压Vcc的一半(例如，电池电压的一半，如果电池电压为12V，则Vcc/2＝12V/2＝6V)。该解决方案的典型电路结构在图1中示出，该电路包括钳位电路M1、甲乙类放大器M2和共模反馈(CMFB)电路M3。在图1所示的电路中，钳位电路M1被设置为在SVR(
电源电压抑制)
节点处向甲乙类放大器M2提供钳位电压Vsvr＝Vcc/4作为其输入偏置电压。甲乙类放大器是在汽车收音机系统中用于驱动扬声器的典型放大器电路结构，其通常包括一对放大器(诸如，
运算放大器)和通常耦合在这对放大器的相应输出和输入间的四个反馈
电阻器Rf1、Rf2、Re1和Re2。一般地，在这样的放大电路中，
电阻器Rf1和Rf2的阻值被设置为相等，并且等于电阻器Re1和Re2阻值的20倍，即Rf1＝Rf2＝20Re1＝20Re2。共模反馈电路M3被设置在这对放大器的输出和相应的输入之间，用来吸收从输出到输入的静态电流。利用该共模反馈，这对放大器的输出的直流偏置可以保持在Vcc/2，而且这对放大器的输出OUTP和OUTM的交流增益保持相等。在这个解决方案中，两个放大器的输入被偏置在电源的四分之一(即Vcc/4)处，而两个放大器的输出被偏置在电源的一半(即Vcc/2)处。这样当电源在启动状态下，电源电压突然从Vcc下降到Vcc/2时，放大器的输出也将随着电源电压的降低而成比例地降低，从而保证整个放大器电路仍然可以正常操作。
[0008] 然而，虽然共模反馈的方案可以解决启动-停止的问题，但是这种方案另外引入了正反馈环路，这可能会大大影响整个音频系统的
稳定性，特别是在汽车上电时对稳定性的影响更大。例如，如果外部负载是诸如10nF的容性负载，则该电路可能会导致不期望的振荡。在实际应用中，外部电容是无法避免的。例如，如果扬声器有2欧姆的电阻，那么除非由扬声器引起的电容小于2nF，否则振荡不可避免，但这么小的电容是不实际的。
发明内容
[0009] 本发明的示例实施例提供了一种新的汽车音频系统的功率放大器。所提出的功率放大器取消了共模反馈电路，从而即使当连接大的容性负载时，也可以避免引起振荡的可能性，并由此使汽车音频系统更加稳定。
[0010] 本发明的第一方面涉及一种功率放大器，包括：钳位电路(N1)，被配置为从电源提供钳位电压；放大器对(N2)，具有耦合到钳位电路的多个第一输入端、用于提供放大
信号的输出端、以及多个第二输入端；以及
偏置电路(N3)，耦合在钳位电路和放大器对的多个第二输入端之间并且被配置为调节放大器对的输入偏置电压以便使得放大器对的输出偏置电压随着电源电压的变化而成比例地改变。
[0011] 本发明的第二方面涉及一种方法，用于调节包括钳位电路、偏置电路和放大器对的功率放大器的偏置电压，该方法包括：由钳位电路从电源提供钳位电压；由偏置电路调节放大器对的输入偏置电压，以便使得放大器对的输出偏置电压随着电源电压的变化而成比例地改变；以及由放大器对提供放大的信号。
[0012] 本发明的第三方面涉及偏置电路，包括：第一
缓冲器和第二缓冲器，其中每一个缓冲器具有至少一个输入端和一个输出端。其中，第一缓冲器的一个输入端与输入节点耦合；第一缓冲器的输出端通过第一电阻器与第二缓冲器的第一输入端耦合；输入节点与第二缓冲器的第二输入端耦合；第二电阻器耦合在第二缓冲器的输出端和第一输入端之间；并且第二缓冲器的输出端分别与多个偏置电阻器耦合。
附图说明
[0013] 通过参考以下的结合附图描述的实施例可以更好地理解本发明的各实施方式、优选的使用模式和其他目标。在附图中，相似的附图标记一般指代相似的元素。
[0014] 图1是示出
现有技术中包含共模反馈的功率放大器电路的原理图；
[0015] 图2是示出根据本发明的实施例的功率放大器电路的方
框图；
[0016] 图3是示出根据本发明的实施例的功率放大器电路的原理图；
[0017] 图4示出了根据本发明的实施例的功率放大器电路的一个示例的仿真结果；以及[0018] 图5是示出根据本发明的实施例的用于调节功率放大器电路的偏置电压的方法的
流程图。
具体实施方式
[0019] 将参照附图更详细地描述一些优选的实施例，在附图中本公开的优选实施例已经示出。然而，本公开可以以多种方式实施，因此不应被解释为仅限于本文所公开的实施例。与此相反，提供这些实施例是为了透彻和完整地理解本公开，并向本领域的技术人员全面地传递本公开的范围。
[0020] 在下文中，将使用几种替代方案来描述本发明及其各方面的各种实施例和实施方式。应当注意的是，根据特定的需求和限制，所描述的所有替代方案可被单独或以任何可能的组合来提供(也包括各种替代方案的个别功能的组合)。
[0021] 首先参考图2，其中示出了根据本发明的实施例的功率放大器电路的方框图。如图2所示，所提出的汽车音频系统的功率放大器电路主要包括三个模
块，即钳位电路N1、放大器对(例如，甲乙类放大器)N2和偏置电路N3，其中钳位电路N1和放大器对N2与图1中所示出的相似。
[0022] 以下将参照图3更详细地描述每个电路块N1、N2、N3。图3示出了根据本发明的实施例的功率放大器电路的原理图。
[0023] 如图3所示，钳位电路N1可以包括在电源(Vcc)和地之间
串联的两个电阻器R1和R2。在本实施例中，电阻器R1的阻值可以优选地被设置为电阻器R2的3倍，即R1＝3R2。在该优选的情况下，电阻器R1和R2之间的分压是Vcc/4，其可以例如通过电阻器R3耦合到SVR(电源电压抑制)节点。SVR节点可以通过一个大的外部电容器CSVR与地耦合，该大的电容器的电容典型地为10μF。由于这个大电容的存在，当电源电压例如从Vcc突然下降到Vcc/2时，没有快速的放电过程，因此SVR节点处的电压被钳位在约Vcc/4处。该钳位电压进而可以通过两个偏置电阻器R4和R5分别耦合到放大器对N2的两个放大器AMP+和AMP-的非
反相输入端，以便为其提供输入偏置电压。
[0024] 尽管在图3中示出了两个电阻器R1和R2，但是本领域的普通技术人员应当明白，在电源和地之间串联的分压电阻器的数目并不限于两个，只要它们可以根据需要分割电源电压以获得期望的分压值便可以采用任意数目的电阻器。
[0025] 放大器对N2如以上参照图1所示例的那样被配置，并且通常包括一对放大器(即第一放大器AMP+和第二放大器AMP-)以及四个反馈电阻器Rf1、Rf2、Re1和Re2，这些电阻器通常耦合在这对放大器的相应输出和输入之间。在一个实施例中，电阻器Rf1的阻值可以优选地被设置为电阻器Re1的阻值的16倍，即Rf1＝16Re1，并且Rf2的阻值优选地被设置为电阻器Re1和Re2的阻值的20倍，即Rf2＝20Re1＝20Re2。但本发明并不限于任何特定的电阻器数目或其阻值，根据实际应用需要和性能要求，可以相应地调整反馈电阻器的数目和阻值。
[0026] 在实际应用中，
输入信号、例如
音频信号可以通过电容器C_in被输入到第一放大器AMP+的第一输入端，即
非反相输入端。该电容器C_in滤除了音频信号的
直流分量，从而使得净信号被输入到放大器AMP+的非反相输入端。交流地(ACGND)可以通过电容器C_acgnd与第二放大器AMP-的第一输入端、即非反相输入端耦合。电容器C_in和C_acgnd都是外部耦合电容并且通常具有220nF的电容值。
[0027] 与图1所示的放大器电路相比，图3中所示的根据本发明的实施例的功率放大器电路进一步包括偏置电路N3。
[0028] 在一个实施例中，该偏置电路N3可以包括两个缓冲放大器(或简称为缓冲器)B1和B2，其中缓冲器B1和B2中的每一个具有至少一个输入端和一个输出端。
[0029] 缓冲放大器B1的一个输入端与输入节点、即SVR节点耦合，其输出端与缓冲放大器B2的第一输入端(即，反相输入端)耦合。在本实施例中，缓冲放大器B1可以被配置为：当功率放大器电路正常操作时(即，电源保持在Vcc不变)，对其输入SVR节点的电压Vsvr进行放大，例如放大至2倍，而当电源电压从Vcc下降到Vcc/2时，将其输入端的电压Vsvr直接输出而不进行放大，从而在其输出端得到电压Vsvr。缓冲放大器B1是否对其输入进行放大可以根据内部电路(未示出)的控制来切换。例如，如果电源电压的下降超过预定
阈值，则内部电路可以触发缓冲放大器B1从两倍增益的放大器切换到单位增益的放大器。
[0030] 此外，在缓冲放大器B1的输出端与缓冲放大器B2的第一输入端(即，反向输入端)之间可以进一步耦合一个电阻器R7。通过该配置，SVR节点处的电压可以经由缓冲放大器B1以及电阻器R7而耦合到缓冲放大器B2的第一输入端。
[0031] 缓冲放大器B2的第二输入端(即，非反相输入端)可以耦合到SVR节点。在缓冲放大器B2的第一输入端和输出端Vob之间可以耦合一个反馈电阻器R8。在本实施例中，电阻器R7的电阻值可以优选地被设置为电阻器R8的电阻值的2倍，即R7＝2R8。
[0032] 缓冲放大器B2的输出Vob进而可以通过两个偏置电阻器Rb1和Rb2分别耦合到放大器对N2的两个放大器AMP+和AMP-的反相输入端，以便为其提供输入偏置电压。
[0033] 两个串联的偏置电阻器Rb1和Rb2与反馈电阻器Re1和Re2并联连接在一对放大器AMP+和AMP-的反相输入端之间。在本实施例中，Rb1的阻值可以优选地被设置为Rf1的一半，即Rf1＝2Rb1，而Rb2的阻值可以优选地被设置为Rf2的一半，即Rf2＝2Rb2。
[0034] 在另一个实施例中，偏置电路N3可以进一步包括另一个缓冲放大器B3，其耦合在SVR节点和缓冲放大器B2的第二输入端(即，非反相输入端)之间。缓冲放大器B3用于将输入处的电压，即SVR节点处的电压Vsvr传递到其后的电路，即缓冲放大器B2。作为一个示例，缓冲器B3可用单位增益缓冲放大器来实现，例如通过将运算放大器的输出端及其反相输入端连接在一起、并且将信号源耦合到非反相输入端来构成。在理想情况下，缓冲器B3的输入电阻为无穷大，并且它的输出电阻为零，从而缓冲器B3可以防止其后的电路B2不会不可接受地加载之前的电路而干扰其期望的操作。
[0035] 在上述结构的示例中，其中设置了R1＝3R2、R4＝R5、Rf1＝2Rb1＝16Re1、Rf2＝2Rb2＝20Re1＝20Re2并且R7＝2R8。在该示例中，当功率放大器电路正常操作时，即电源电压没有下降并且保持在Vcc时，此时SVR节点的电压Vsvr是Vcc/4；并且由于放大器AMP+和AMP-的内在特性，放大器的输入被偏置在Vcc/4。同时，缓冲放大器B2的非反相输入端为Vcc/4，由于运算放大器的特性，因此缓冲放大器B2的反相输入端也是Vcc/4。在电源电压正常的情况下，缓冲放大器B1将其输入电压放大两倍并且输出2Vsvr，即Vcc/2。考虑到R7与R8阻值的比例关系，缓冲放大器B2的输出Vob将为Vcc/8。由此，可以得到放大器AMP+和AMP-输出端的偏置电压分别为Vcc/4+(Vcc/4-Vcc/8)×Rf1/Rb1＝Vcc/2和Vcc/4+(Vcc/4-Vcc/8)×Rf2/Rb2＝Vcc/2。也就是说，在电源电压正常的情况下，放大器对N2的输出OUTP和OUTM均被偏置在Vcc/2。
[0036] 在这个示例中，第一放大器AMP+的交流增益是(Rf1/(Rb1(Re1+Re2)/(Rb1+Re1+Re2)))＝10，并且第二放大器AMP-的交流增益是-(Rf2/(Re1+Re2))＝-10。因此，可以得到总共26dB的交流增益。本领域的技术人员应当明白，交流增益可以根据需要通过调整反馈电阻器Rf1、Rf2、Re1和Re2及偏置电阻器Rb1和Rb2的阻值而改变，本发明并不限于任何特定的设置。
[0037] 在上述示例中，当进入启动-停止过程，电源电压从Vcc下降到Vcc'(例如，Vcc'＝Vcc/2)时，由于在SVR节点处连接的大电容CSVR，因此SVR节点处的电压Vsvr仍然被保持在Vcc/4，并且缓冲放大器B2的非反相输入端及其反相输入端也保持在Vcc/4。此时，由于电源电压的下降，内部电路(未示出)触发缓冲器B1以从2倍电压增益的放大器切换为单位增益的放大器来操作，从而
输出电压约等于Vsvr，即Vcc/4。在这种情况下，电阻器R7两端的电压为零，从而没有电流流过电阻器R7和R8。其结果是，缓冲放大器B2的输出端Vob升高至Vcc/4。相应地，此时Rb1两端的电压也为零，并且没有电流流过Rb1，从而放大器对N2的第一放大器AMP+的直流输出也是Vcc/4＝Vcc'/2。也就是说，OUTP的当前输出偏置电压仍然是当前电源电压Vcc'的一半。类似地，OUTM的当前输出偏置电压也是当前电源电压Vcc'的一半。因此，放大器对N2或整个功率放大器电路的输出偏置电压的直流输出随着电源电压Vcc的下降而成比例地降低，从而保证整个功率放大器电路的正确操作。
[0038] 图4示出了说明根据本发明的实施例的功率放大器电路的一个示例的操作性能的仿真结果。在该仿真中，正常的电源电压Vcc被设置到12V，当汽车引擎重新启动时下降到6V。从图4中可以看出，当电源电压从12V跳变到6V时(如图4(a)所示)，功率放大器电路的偏置电压从6V调整到3V(如图4(c)所示)。在这个过程期间钳位电压Vsvr如图4(b)所示一直保持在3V左右，并且功率放大器电路的两个放大器的交流增益相等(如图4(c)所示)，从而放大器电路的总的交流输出如图4(d)所示保持稳定。此外，根据本发明实施例所提出的功率放大器电路的性能评估的一些关键参数，例如THD(总谐波失真)、噪声、和“气爆(pop)”噪声，与图1所示的传统电路几乎相同。
[0039] 根据本发明实施例的功率放大器电路的一个优点在于，所提出的功率放大器电路消除了共模反馈电路的使用，可以通过调节偏置电阻器和反馈电阻器的电压来获得对OUTP和OUTM的相同反馈。由于共模反馈电路的去除，正反馈回路不再存在，从而即使在大电容负载连接时，也不会有震荡的可能，从而使得汽车音频系统更加稳定。
[0040] 根据本发明实施例的功率放大器电路的另一个优点在于，图1所示的传统电路中AMP+和AMP-对于共模反馈的输出具有20倍的直流增益，因此反馈电阻器Re1、Rf1、Re2和Rf2自身的不匹配也将被放大20倍，导致大的偏移；而根据本发明的实施例的功率放大器电路从缓冲器B2的输出Vob通过偏置电阻器Rb1和反馈电阻器Rf1或通过Rb2和Rf2到功率放大器电路的输出仅有2倍直流增益，从而电阻器Rb1和Rf1或Rb2和Rf2自身的不匹配被放大的倍数显著降低，这使得直流偏移比图1所示的传统电路显著减小。功率放大器电路的静态电流也变小约4％。
[0041] 图5是说明用于调节根据本发明的实施例的功率放大器电路的偏置电压的方法的流程图。该功率放大器电路具有如图3所示的结构，其包括钳位电路N1、偏置电路N3和放大器对N2。如图5中所示，在块501中，由钳位电路N1提供从电源分压获得的钳位电压Vsvr。在块502中，根据电源电压的改变，放大器对N2的输入偏置电压被偏置电路N3调整，从而放大器对的输出随着电源电压的改变而成比例地改变。在块503中，由放大器对N2输出放大的信号。
[0042] 以上结合附图所进行的描述只是为了说明本发明而示例性给出的。本领域技术人员应当理解，可以基于上面所描述的本发明的原理提出不同的方法步骤或装置结构，虽然这些不同的方法步骤或装置结构未在此处明确描述或示出，但都体现了本发明的原理并被包括在本发明的精神和范围之内。此外，所有此处提到的示例主要用于教导目的以帮助读者理解本发明的原理以及
发明人所贡献的促进本领域技术发展的构思，并不应被解释为对本发明范围的限制。此外，此处所有提到本发明的原理、方面和实施方式的陈述及其具体示例包含其等同物在内。
