基于二进制相移键控调制和正交频分复用技术的信号传输
方法
技术领域
[0001] 本
发明属于通信技术领域，尤其涉及一种二进制相移键控调制技术和正交频分复用技术相结合的
信号传输方法。
背景技术
[0002] 正交频分复用技术(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)是多载波调制(Multi Carrier Modulation，简称MCM)技术中的一种。OFDM因具有
频谱利用率高、抗多径能
力强等特点而被广泛应用于宽带无线通信领域。OFDM将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，然后调制到各个子信道上进行传输。正交信号在接收端采用相关技术来分开，由此减少子信道之间的相互干扰。由于每个子信道上的信号带宽小于原通信信道的带宽，因此每个子信道可以看成平坦性衰落，从而消除码间串扰，同时由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡也变得相对容易。
[0003] 对于采用BPSK(Binary Phase Shift Keying，二进制相移键控)+OFDM进行信息传输的通信系统，其信号传输的过程如图2所示，在发送端，输入的二进制数据流经过BPSK方式进行
星座映射、串/并转换后，通过快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称IFFT)实现基带调制，并在调制到射频进行发送前还要添加循环前缀，循环前缀的长度大于信道的时延扩展，以避免符号间干扰。接收端的处理过程与发送端正好相反，
射频信号首先通过下变频解调成基带信号，然后移去循环前缀，串/并变换后通过快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，简称FFT)进行基带解调，解调后的数据再通过频域均衡校正信道失真，最后解映射恢复出原始的二进制数据流。
[0004] 由于数字通信系统受到功率的限制，当信道传输条件恶劣时，即使发送端采用性能较好的最低阶的BPSK+OFDM调制技术，信息传输过程的错误率仍有可能高于通信系统的要求指标，无法保证良好的信号传输性能。
发明内容
[0005] 本发明的目的在于提供一种可以提升信号传输性能的信号的传输方法。
[0006] 为了实现上述目的，本发明采取如下的技术解决方案：
[0008] S1-1、将二进制数字比特序列进行BPSK星座映射，得到映射序列A＝[a1,a2,…,an,…,aN]；
[0009] S1-2、对映射序列进行分组、三元变换和交织处理；
[0010] 将映射序列进行分组，得到N/8个映射子序列，每个映射子序列均包含8个元素，[0011] 将各映射子序列进行三元变换，转换为包含三种数值的三元分组信号，对于第k个映射子序列Ak＝[an',an'+1,...,an'+7]，n’＝8k-7，k＝1,2,…,N/8，转换后的三元分组信号为：
[0012]
[0013] 将转换后得到的所有三元分组信号组成一个含N个元素的一维向量X；
[0014] 将一维向量X进行交织，按列写入，按行读出，得到三元数据流XX；
[0015] S1-3、对交织后得到的三元数据流XX进行串/并转换；
[0016] S1-4、对串/并转换后的三元数据流进行快速傅里叶逆变换；
[0017] S1-5、对快速傅里叶逆变换后的数据流进行并/串转换；
[0018] S1-6、为数据流添加循环前缀，然后发送至通信信道；
[0019] S2-1、接收端接收信号，将接收到的信号下变频解调成基带信号，并移去循环前缀；
[0020] S2-2、将移去循环前缀的信号进行串/并转换；
[0021] S2-3、对串/并转换后的信号进行快速傅里叶变换，得到待解析信号序列Y＝[y1,y2,…,yN]；
[0022] S2-4、对待解析信号序列Y中的连续零信号进行
定位解析；
[0023] 将待解析信号序列Y进行逆交织，按列写入，按行读出，得到逆交织信号序列YY；
[0024] 对逆交织后得到的逆交织信号序列YY进行分组，得到N/8个分组子序列[YY1,YY2,…,YYN/8]，每个分组子序列的长度均为8，对各分组子序列中2个连续零信号进行定位解析：
[0025] 对于第1个分组子序列YY1[yy1,yy2,yy3,yy4,yy5,yy6,yy7,yy8]，
[0026] 令Pm＝|yy2m-1|2+|yy2m|2，m＝1,2,3,4；
[0027] 比较P1、P2、P3和P4的值，找出其中的最小值Pr＝min(P1,P2,P3,P4)，r为P1、P2、P3和P4中最小值的下标；
[0028] 基于r值，获取第1个分组子序列的第1和第2个BPSK信号的解析结果，即
[0029]
[0030] 采用相同的方法重复连续零信号的定位解析步骤，依次对剩下的分组子序列的连续零信号进行定位解析；
[0031] S2-5、对分组子序列中剩余的6个BPSK信号采用常规的BPSK+OFDM
算法进行解析，首先对分组子序列中剩余的6个BPSK信号进行频域均衡，然后进行并/串转换，再进行BPSK解映射，恢复出6个BPSK信号原始的二进制数据流，采用相同的方法依次对各分组子序列中的6个BPSK信号进行解析，将所有分组子序列的2个连续零信号的定位解析结果与解析得到的6个BPSK信号原始的二进制数据流组合成所传输的信号，输出。
[0032] 由以上技术方案可知，本发明方法在传统的采用BSPK的OFDM信号技术
基础上引入了基于连续零信号的新型信息携带方式，对在频域
子载波上的传统BPSK信号(±1)进行长度为8的分组处理，并把每一分组信号一一变换为另一种含2个连续零信号和6个BPSK信号的新分组信号，随后新分组信号经过信道交织后再进行逆傅里叶变换，并将生成的时域OFDM信号添加循环前缀后发送至通信信道；在接收算法上，先对接收信号进行傅里叶变换，然后进行逆信道交织，最后进行信号分组解调——先基于信号
能量大小判决出每一个分组信号中的2个零信号的
位置，然后根据分组逆映射关系和传统OFDM
信号处理机制得到另外6个BPSK信号的解析结果。在进行逆傅里叶变换前的频域信号中包含3/4的BPSK信号和1/4的零信号，其中空信号的位置不确定性成为了一种新型信息携带方式。由于接收机对连续零信号定位解析的错误率远小于传统BPSK调制方式的错误率；同时零信号仅占用频域资源，不占用功率资源，因此可以把功率转移到其它的BPSK信号上，提高了这些信号的接收
信噪比，降
低信号的解调错误率，由此在相同
频率利用率情况下，总体上获得比传统BPSK+OFDM调制方式更低的传输错误率性能。本发明充分利用了无线信道的频域分集增益，与传统BPSK+OFDM调制方法相比，在相同的
信息传输速率情况下可以获得更好的信息传输效果以及误比特率性能增益。
附图说明
[0033] 为了更清楚地说明本发明
实施例，下面将对实施例或
现有技术描述中所需要使用的附图做简单介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0034] 图1为传统的BPSK+OFDM通信系统的信号发送及接收
流程图；
[0035] 图2为本发明方法的流程图；
[0036] 图3为
瑞利衰落信道信道情况下本发明方法和传统的BPSK+OFDM信号传输方法的误比特率性能曲线图。
具体实施方式
[0037] 为了让本发明的上述和其它目的、特征及优点能更明显，下文特举本发明实施例，并配合所附图示，做详细说明如下。
[0038] 图2为本发明方法的流程图，下面结合图2所示对本发明方法作进一步说明。本发明的信号传输方法分为两个阶段：信号发送阶段和信号接收阶段，信号发送阶段的步骤如下：
[0039] S1-1、将N个二进制数字比特序列进行BPSK星座映射，得到映射序列A＝[a1,a2,…,an,…,aN]，其中，an＝1/-1，n＝1,2,…,N，N为通信系统的子载
波数量，每N个二进制数字比特序列生成1个OFDM符号，N可被8整除，其值为2的指数次方；
[0040] S1-2、对映射序列A进行分组、三元变换和交织处理；
[0041] 将映射序列A进行分组，得到N/8个映射子序列(A1,A2,…,AN/8)，每个映射子序列均包含8个元素(信号值)，
[0042] 将各映射子序列进行三元变换，转换为包含三种数值的三元分组信号，对于第k个映射子序列Ak＝[an',an'+1,...,an'+7]，n’＝8k-7，k＝1,2,…,N/8，转换后的三元分组信号为：
[0043]
[0044] 例如，对于第1个映射子序列A1＝[a1,a2,a3,a4,a5,a6,a7,a8]，ai＝1或-1，i＝1,2,…,8，转换后为：
[0045] 将转换后得到的所有三元分组信号(A1,A2,...,AN/8)组成一个含N个元素的一维向量X，X＝[A1,A2,...,AN/8]＝[x1,x2,...,xn,...,xN]，xn为一维向量X中的第n个元素，xn＝-1/0/1；
[0046] 将一维向量X进行交织，按列写入，按行读出，得到三元数据流XX；
[0047] 按列写入为：
[0048] 按行读出为：
[0049] S1-3、对交织后得到的三元数据流XX进行串/并转换；
[0050] S1-4、对串/并转换后的三元数据流进行快速傅里叶逆变换；
[0051] S1-5、对快速傅里叶逆变换后的数据流进行并/串转换；
[0052] S1-6、为数据流添加循环前缀，然后发送至通信信道；
[0053] 信号接收阶段的步骤如下：
[0054] S2-1、接收端按照传统的OFDM信号接收机制接收信号，将接收到的射频信号下变频解调成基带信号，并移去循环前缀；
[0055] S2-2、将移去循环前缀的信号进行串/并转换；
[0056] S2-3、对串/并转换后的信号进行快速傅里叶变换，得到待解析信号序列Y＝[y1,y2,…,yN]；
[0057] S2-4、对待解析信号序列Y中的连续零信号进行定位解析；
[0058] 将待解析信号序列Y进行逆交织，按列写入，按行读出，得到逆交织信号序列YY，[0059] 待解析信号序列Y按列写入为： 按行读出为：
[0060] 对逆交织后得到的逆交织信号序列YY进行分组，得到N/8个分组子序列[YY1,YY2,…,YYN/8]，每个分组子序列的长度均为8，本发明在对分组子序列进行解析时，先对2个连续零信号进行定位解析，定位解析步骤如下：
[0061] 对于第1个分组子序列YY1[yy1,yy2,yy3,yy4,yy5,yy6,yy7,yy8]，
[0062] 令Pm＝|yy2m-1|2+|yy2m|2，m＝1,2,3,4；
[0063] 比较P1、P2、P3和P4的值，找出其中的最小值Pr＝min(P1,P2,P3,P4)，r为P1、P2、P3和P4中最小值的下标，例如，若P1、P2、P3和P4中的最小值为P3，则r＝3；
[0064] 基于r值，获取第1个分组子序列的第1和第2个BPSK信号的解析结果，即
[0065]
[0066] 采用相同的方法重复分组子序列中连续零信号的定位解析步骤，依次对剩下的分组子序列的连续零信号进行定位解析，如对于第2个分组子序列YY2[yy9,yy10,yy11,yy12,yy13,yy14,yy15,yy16]，按照前述Pm的计算公式计算P1、P2、P3和P4的值，即，P1＝|yy9|2+|yy10|2，P2＝|yy11|2+|yy12|2，P3＝|yy13|2+|yy14|2，P4＝|yy15|2+|yy16|2，然后找出其中的最小值，以确定r值，从而获取第2个分组子序列的第1、2个BPSK信号的解析结果，以此类推，共得到N/8个分组子序列的第1、2个BPSK信号的解析结果；
[0067] S2-5、对各分组子序列中剩余的6个BPSK信号采用常规的BPSK+OFDM算法进行解析，具体步骤为：首先对一个分组子序列中剩余的6个BPSK信号进行频域均衡，以校正信道失真，然后进行并/串转换，再进行BPSK解映射，即恢复出6个BPSK信号原始的二进制数据流；采用相同的方法依次对各分组子序列中的6个BPSK信号进行解析，将所有分组子序列的2个连续零信号的定位解析结果与解析得到的6个BPSK信号原始的二进制数据流组合成所传输的信号，输出。
[0068] 本发明信号发送阶段中的BPSK映射处理、串/并转换处理、IFFT处理、并/串转换处理及添加循环前缀的方法与常规的BPSK+OFDM通信系统在发送信号时对应步骤的处理方法相同，在信号接收阶段中的移除循环前缀处理、串/并转换处理、FFT处理、频域均衡处理、并/串转换处理及BPSK解映射处理的方法与常规的BPSK+OFDM通信系统在接收信号时对应步骤的处理方法相同，所以不再进一步的详细说明和/或不以一种详细的方式描述。
[0069] 通过上述的信号发送和接收机制上可以看出，本发明在发送端通过增加一个分组、三元变换和交织处理的环节，将频域子载波的BSPK信号(±1)进行长度为8的分组后，再把每组信号一一转换成等长度的三元数据组(0和+1、-1)，三元数据组中包含2个连续的0和6个±1，对三元数据组进行信道交织后再进行逆傅里叶变换以生成时域OFDM信号；在接收端对应增加了一个含逆交织、分组和零元素定位的信号处理环节，接收方对经过傅里叶变换后的信号进行逆交织和分组处理，然后对每个分组信号中的2个连续0元素进行定位，据此获得每个分组的第1个和第2个BPSK信号的解析结果，然后根据定位结果，使用传统BPSK+OFDM算法解析得到该三元数据组的其余6个元素的数值。
[0070] 在时域上，由于每个三元数据组中的2个0元素对应为无任何发射信号的零信号，因此其对应的子载波上的接收信号都为纯噪声信号，而其余的6个±1元素对应为BPSK信号的子载波上的接收信号，为被噪声污染的能量信号，因此在一个载波工作频率上对应的接收信号为被噪声污染的能量信号式中的ρ表示发射信号的平均信噪比(由于每8个子载波上含有2个零信号，因此剩余6个子载波信号的发射功率提升了8/6)，h表示该子载波上的信道衰落因子，由于分组数据经过了信道交织处理，因此在宽带通信场景下，这些信道衰落因子相互独立，w代表噪声项，为相互独立、均值为0，方差为1的实高斯随机变量。
[0071] 当且仅当每组三元数据中的2个0元素对应的接收信号能量和为最小值时，接收方才能对它们的位置进行正确定位，反之定位将出现错误，定位错误除了会导致第1和第2个BPSK信号的解析错误，还会连带影响其它6个BPSK信号的解析工作。根据本发明方法的解析算法可以看出，本发明的错误率性能 式中的表示2个相互独立的纯噪声信号w1和w2的能量之和， 表示2个被
噪声污染的BPSK信号的能量之和，式中的hk为该BPSK信号对应子载波上的信道衰落因子，和 也是相互独立、均值为0，方差为1的实高斯随机变量。
[0072] 采用传统的传统BPSK+OFDM信号传输方法和本发明方法进行仿真实验，得到的瑞利衰落信道时两种方法的误比特率性能曲线如图3所示。从图3可以看出，随着信号信噪比的增加，由于具备频域2阶分集增益，本发明方法的错误率下降速率明显高于相同参数下的传统BPSK+OFDM信号传输方法的误比特率下降速率；信号信噪比23dB时，本发明方法的错误率(约10-4)只有传统BPSK+OFDM信号传输方法的误比特率(约10-3)的1/10左右，而且随着发射信号信噪比的增大，两者的差异进一步扩大。
[0073] 在本发明方法低错误率的情况下，接收端不但可以以非常低的错误率解调出每组长度为8的BPSK信号中的第1、2个元素，同时1/4比例的子载波信号不占据功率资源，因此其它3/4比例的子载波上的BPSK信号的发射功率可以提高8/6倍，从而降低其对应6个二元数据的解调错误率。因此从整体上看，本发明方法在频率利用率和传统BPSK+OFDM调制技术相同的情况下，可以获得大于10×log10(8/6)＝1.25dB的误比特率性能增益。
[0074] 对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种
修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽范围。
