技术领域
[0001] 一种用于电力无线通信网的半桥谐振变流器非对称调制方法，用于谐振变流器调制，属于电力
电子技术领域。
背景技术
[0002] 随着无线通信与新
能源技术的快速发展，电力无线通信网因其组网灵活、施工简易、便于使用新能源等优点已逐渐受到了广泛使用。为保障电力无线通信网络的稳定运行，研制用于电力无线通信网基站的高转换效率变流器势在必行。谐振变流器由于其天然的
软开关特性与较低的EMI干扰，在电力无线通信网中具有较大应用潜力。然而，目前谐振变流器通常采用的变频调制方法存在开关
频率变化范围宽的问题，这提高了变流器中开关管驱动
电路的成本，降低了
磁性元件的利用率，并在轻载输出、高压输入等工况下增加了变流器中的环流
能量。尽管已有学者尝试将定频调制方法应用于谐振变流器以解决以上问题，但定频调制谐振变流器失去了宽范围
软开关特性，使得变流器效率在输入
电压或输出功率偏离额定值时大大降低。
[0003] 变频调制与定频调制方法具有以上问题的本质原因在于调制过程中仅通过改变开关频率或开关占空比来实现电路的稳压控制。若在控制中同时调整开关频率与开关占空比，则谐振变流器完全可在较窄的开关频率变化范围内实现稳压控制，同时保留宽范围软开关特性。基于该思路，研究者提出了各类混合控制方法。然而，目前已有的各类混合控制中，多环控制方法需要对变流器中各电压
电流进行
采样，这增加了系统成本，且控制环路的增多提高了控制电路的设计难度；而现有各类单环混合控制需要采用复杂的控制
算法，这不仅提高了控制参数的设计难度，且通常要求在控制电路中使用高速数字控
制芯片，增加了控制电路成本。
发明内容
[0004] 本发明针对上述不足之处提供了一种用于电力无线通信网的半桥谐振变流器非对称调制方法，解决现有变频调制谐振变流器开关频率变化范围宽、定频调制谐振变流器软开关范围窄的问题。
[0005] 为了实现上述目的，本发明采用的技术方案包含如下过程：
[0006] S1：载波发生电路生成载波
信号vm；
[0007] S2：载波发生电路将载波信号vm与误差放大电路输出的误差信号ve进行比较，输出载波比较信号vc；
[0008] S3：定时电路根据载波比较信号vc的边沿，输出宽度固定为Tp的脉冲信号vp；
[0009] S4：载波发生电路在脉冲信号vp的上升沿时刻进行复位；
[0010] S5：载波发生电路在脉冲信号vp高电平期间将载波信号vm钳位至零电位；
[0011] S6：脉冲信号vp通过驱动电路对谐振变流器半桥逆变电路中开关管的导通、关断时间进行控制。
[0012] 进一步地，所述过程2中，载波比较信号vc由载波信号vm与误差信号ve比较所得。该过程的一种实现方式为：当载波信号vm小于误差信号ve时，载波比较信号vc保持为低电平；当载波信号vm上升至与误差信号ve相等时，载波比较信号vc由低电平跳变至高电平。
[0013] 进一步地，所述过程3中，脉冲信号vp宽度恒定为Tp，且其起始时刻由载波比较信号vc的边沿所决定。该过程的一种实现方式为：在载波比较信号vc由低电平跳变至高电平时刻，脉冲信号vp也由低电平跳变至高电平；此后脉冲信号vp保持为高电平，经过Tp时间后由高电平跳变至低电平。
[0014] 进一步地，所述过程4中，脉冲信号vp用于载波发生电路的复位，其特征在于脉冲信号vp的上升沿决定了载波发生电路的复位时刻。该过程的一种实现方式为：在脉冲信号vp由低电平跳变至高电平时刻，载波信号vm立即变为零电平。
[0015] 进一步地，所述过程5中，在脉冲信号vp保持为高电平的时间内，载波信号vm被始终钳位至零电位；经过Tp时间后，脉冲信号vp由高电平跳变为低电平，载波信号vm不再被钳位。
[0016] 进一步地，所述过程6中，脉冲信号vp直接用于半桥逆变电路中开关管导通、关断时间的控制，其特征为当脉冲信号vp处于高电平时，半桥逆变电路中某一
指定开关管保持关断，另一开关管保持导通；当脉冲信号vp处于低电平时，该指定开关管保持导通，另一开关管保持关断。若定义半桥逆变电路中所述指定开关管导通时间为t1、所述指定开关管关断时间为t2、所述指定开关管的占空比为D1，则根据占空比定义有
[0017]
[0018] 定义系统开关频率为fs，则有
[0019]
[0020] 此外，考虑到所述指定开关管关断时间即为脉冲信号宽度Tp，综合上式可得[0021] D1＝1-Tpfs。
[0022] 综上所述，本发明的有益效果是：
[0023] 1、与传统变频调制策略相比，本发明所述的非对称调制方法在对谐振变流器开关频率进行调整的同时也对开关管占空比进行了调整，属于混合调制策略。当输入电压或输出功率发生改变时，占空比与开关频率同时改变以协作实现稳压输出功能。因此，由于本发明所述的非对称调制方法较之传统变频调制方法具有更窄的开关频率变化范围，提高了谐振变流器中磁性元件利用率，降低了谐振变流器中
无功功率。
[0024] 2、由于本发明所述的非对称调制方法在对谐振变流器开关频率进行调整的同时也对开关管占空比进行了调整，因此对于工作于轻载工况的
串联谐振变流器、LLC谐振变流器同样具有较好的稳压效果。相比而言，由于串联谐振变流器、LLC谐振变流器在轻载工况时其
输出电压对开关频率变化不敏感，传统变频调制策略难以较好地实现稳压功能。
[0025] 3、通过合理的参数设计，本发明可使半桥谐振变流器在指定输入电压范围、指定输出功率范围内实现软开关运行，提高了变流器的运行效率。
[0026] 4、与现有各类混合控制/调制策略相比，本发明实现简单，可采用
模拟器件、芯片直接实现，无需高速数字芯片进行复杂运算，降低了控制电路成本。
[0027] 5、与现有各类混合控制谐振变流器相比，应用本发明的谐振变流器属于单电压环控制。因此，本发明所述的非对称调制方法在参数设计上无需考虑电流环设计等问题，较之传统双环控制电路更为简单；另一方面在变流器中无需对谐振电流进行采样，降低了电路成本。
附图说明
[0028] 此处所说明的附图用来提供对本发明
实施例的进一步理解，构成本
申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
[0030] 图2为本发明的一种具体实例。
[0031] 图3为图2实例中部分关键物理量的时域
波形。
具体实施方式
[0032] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0033] 本发明提出了一种用于电力无线通信网的半桥谐振变流器非对称调制方法，属于电力电子技术领域，解决现有变频调制谐振变流器开关频率变化范围宽、定频调制谐振变流器软开关范围窄的问题。整个非对称调制方法
信号处理示意图如图1所示，包括过程：
[0034] S1：载波发生电路生成载波信号vm；
[0035] S2：载波发生电路将载波信号vm与误差放大电路输出的误差信号ve进行比较，输出载波比较信号vc；
[0036] S3：定时电路根据载波比较信号vc的边沿，输出宽度固定为Tp的脉冲信号vp；
[0037] S4：载波发生电路在脉冲信号vp的上升沿时刻进行复位；
[0038] S5：载波发生电路在脉冲信号vp高电平期间将载波信号vm钳位至零电位；
[0039] S6：脉冲信号vp通过驱动电路对谐振变流器半桥逆变电路中开关管的导通、关断时间进行控制。
[0040] 为了更进一步地说明本发明所述非对称调制方法的工作原理，图2给出了本发明的一种具体实例。该实例功率电路为串联谐振变流器，由01输入电压源、02半桥逆变电路、03串联谐振网络、04高频
变压器、05全桥整流滤波电路、06输出负载所组成。该实例控制电路由07电压采样电路、08误差放大电路、09载波发生电路、10定时电路、11驱动电路组成。其中，07电压采样电路由分压
电阻R1、R2组成；08误差放大电路由
运算放大器AMP、参考电压源Vref、比例积分反馈网路PI所组成；09载波发生电路由辅助开关管Sa、恒定电流源Ia、辅助电容Ca与比较器CMP组成；10定时电路由一个单稳态触发器MT实现；11驱动电路由
反相器与两个独立驱动IC所组成。
[0041] 图3为图2所示实例中部分关键物理量的时域波形，其中vo为采样电压信号，ve为误差信号，vm为载波信号，vp为脉冲信号，vc为载波比较信号，vgs1、vgs2分别是半桥逆变电路中开关管S1与开关管S2的驱动信号，vAB为半桥逆变电路输出电压，ir为谐振电流。为了体现本发明所述非对称调制方法的稳压过程，假设在ti时刻由于输入电压上升或输出功率降低，变流器输出电压升高。下面结合图2、图3对本发明所述非对称调制方法进行原理阐述。
[0042] 图2所示电路中，07电压采样电路通过分压电阻将变流器实际输出电压转化为控制电路可接受的采样电压信号vo；08误差放大电路则接收该采样电压信号vo，并与参考电压源Vref做差后经比例积分运算电路输出误差信号ve；09载波发生电路接收误差信号ve并与内部生成的载波信号vm进行比较，输出载波比较信号vc；10定时电路接收载波比较信号vc，通过单稳态触发器后输出脉冲信号vp；脉冲信号vp一方面通过11驱动电路生成半桥逆变电路中开关管S1、S2的驱动信号vgs1、vgs2；另一方面脉冲信号vp作为09载波发生电路中辅助开关管Sa的驱动信号对载波信号进行复位与钳位。
[0043] 稳态工作过程中，当10定时电路输出脉冲信号vp为低电平时，09载波发生电路中辅助开关管Sa关断，恒定电流源Ia对辅助电容Ca进行充电，载波信号vm线性上升；在该过程中，由于载波信号vm小于误差信号ve，载波比较信号vc为低电平；由于脉冲信号vp为低电平，因此vgs1为高电平、vgs2为低电平，即开关管S1保持导通，开关管S2保持关断。当载波信号vm上升至与误差信号ve相等时，载波比较信号vc从低电平跳变至高电平，其上升沿被10定时电路所捕获，脉冲信号vp由低电平跳变至高电平。当10定时电路输出脉冲信号vp为高电平时，09载波发生电路中辅助开关管Sa导通，辅助电容Ca瞬时放电，载波信号vm瞬时下降至零电位并在该过程中被钳位至零电位；在该过程中，由于载波信号vm从误差信号ve瞬时下降至零电位，载波比较信号vc呈现出窄脉冲波形；由于脉冲信号vp为高电平，因此vgs1为低电平、vgs2为高电平，即开关管S1保持关断，开关管S2保持导通。以上过程关键物理量波形如图3所示，其中t1为开关管S1导通时间(亦为开关管S2关断时间)，t2为开关管S1关断时间(亦为开关管S2导通时间)。结合图2可知，当S1导通时，半桥逆变电路输出电压vAB为Vin；当S1关断时，半桥逆变电路输出电压vAB为0。
[0044] 图3中，ti时刻后的波形展现了变流器的瞬态工作过程：变流器输入电压升高或输出功率降低时，变流器输出电压上升，此时采样电压vo亦上升。结合图2可知，vo上升将导致误差信号ve下降，进而缩短开关管S1导通时间t1；而由前述可知S1关断时间t2等于Tp，为一固定值，因此开关管S1占空比D1与开关频率fs计算式可表示为：
[0045]
[0046] 可知，变流器输入电压升高或输出功率降低时，开关管S1占空比将减小，开关频率将升高。由谐振变流器的工作原理可知，更小的占空比与更高的开关频率可有效将升高的输出电压调节至参考值，使变流器输出电压保持恒定。图3反映了这一过程。
[0047] 更进一步地，通常半桥逆变电路两开关管驱动信号之间存在一定的死区时间，由图3可知：当开关管S1于t1时刻关断时谐振电流ir极性为正，因此谐振电流将立即通过开关管S2体
二极管进行续流，开关管S2漏源极电压下降为0；同理，当开关管S2于t2时刻关断时谐振电流ir极性为负，因此谐振电流将立即通过开关管S1
体二极管进行续流，开关管S1漏源极电压下降为0。以上过程被称为
零电压开关状态，是一种软开关技术，变流器工作于该状态时能有效降低
开关损耗，提高变流器运行效率。由图3可知，当变流器输入电压升高或输出功率降低时，由于开关管S1占空比减小、变流器开关频率升高，开关管S1于t3时刻关断时谐振电流ir极性仍然为正，开关管S2于t4时刻关断时谐振电流ir极性仍为负，因此变流器仍能保持在软开关运行状态。
[0048] 综上所述，应用了本发明所述的非对称调制方法的谐振变流器在调整开关频率的同时调整了开关管占空比，在减小传统变频调制谐振变流器开关频率变化范围的同时，保证了变流器在输入电压、输出功率发生变化时的软开关运行状态。
[0049] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何
修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
