技术领域
[0001] 本
发明涉及宽带卫星通信系统技术领域，尤其是涉及一种宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法和装置。
背景技术
[0002] 现有的PRACH信道(物理随机接入信道)的接入前导
信号以ZC(Zadoff-Chu)序列的DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)为
基础产生，ZC的DFT产生一般采用直接生成法或CZT的
算法。直接计算方法，需要先计算生成ZC序列，然后按照DFT生成逐点生成DFT数据，计算其每一个频点上的傅里叶变换，计算量较大。CZT(Chirp-z变换，线性调频z变换)的方法，除了需要ZC序列外，还需要构造另外一个序列，并通过计算两个序列的卷积的傅里叶变换来实现，具体实施过程中需要两次正傅里叶变换和一次反傅里叶变换来实现，由于调用快速傅里叶算法，计算量比直接生成有所减小，但依旧存在计算量较大的问题。
发明内容
[0003] 本发明的目的在于提供一种宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法和装置，能够大大降低计算量，实现快速同步。
[0004] 第一方面，本发明提供的一种宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法，包括：
[0005] 从PRACH信道上接收用户端发送的第一信号；
[0006] 根据DFT生成公式生成DFT数据，根据所述ZC序列的DFT数据得到第二信号；其中，所述DFT生成公式为ZC序列值的共轭、DFT零值分量与ZC序列循环位移的乘积，所述ZC序列值与索引参数k相关联，所述DFT零值分量与ZC序列的根值参数μ相关联；所述DFT零值分量预先保存在系统中；
[0007] 使用所述第一信号和所述第二信号进行频偏估计，得到频偏估计结果；
[0008] 将所述频偏估计的结果发送至用户端，以使用户端进行频偏补偿实现信号同步。
[0009] 在可选的实施方式中，所述DFT生成公式为下式：
[0010]
[0011] 上式中，Cν为循环位移，LRA为ZC序列的长度，μ为ZC序列的根植，ν为循环位移的索引，k为频域信号的
子载波；为整数值，且满足 为ZC序列xμ,ν(n)的共轭，xμ(0)为DFT零值分量， 为根据循环位移生成的偏移项。
[0012] 在可选的实施方式中，所述频偏估计结果包括整数倍频偏和小数倍频偏，使用所述第一信号和所述第二信号进行频偏估计，得到频偏估计结果包括：
[0013] 根据所述第一信号和所述第二信号的相关峰的
位置偏移大小确定整数倍频偏；
[0014] 根据主峰与副峰的比例关系确定小数倍频偏。
[0015] 在可选的实施方式中，根据所述第一信号和所述第二信号的相关峰的位置偏移大小确定整数倍频偏包括：
[0016] 根据相关峰的位置确定相关峰值索引m；
[0017] 根据相关值的偏移量和下式确定整数倍频偏k：
[0018] MOD(μm，LRA)＝K；
[0019] 其中，μ为ZC序列的根，m为相关值的偏移量；LRA为ZC序列的长度，K为整数倍频偏；
[0020] 根据主峰与副峰的比例关系确定小数倍频偏包括：
[0021] 确定第一信号和第二信号的互相关表达式R(m)；
[0022] 通过下式确定小数倍频偏：
[0023]
[0024] 其中，Δffra为小数倍的频偏，|R(0)|为主峰位置上的互相关值， 为主峰左右两边较大的谱峰的互相关值，fs为ZC序列的
采样频率。
[0025] 第二方面，本发明提供的一种宽带卫星通信系统PRACH信道同步装置，包括：
[0026] 第一信号模
块，用于从PRACH信道上接收用户端发送的第一信号；
[0027] 第二信号模块，用于根据DFT生成公式生成ZC序列的DFT数据，根据所述DFT数据得到第二信号；其中，所述DFT生成公式为ZC序列值的共轭、DFT零值分量与ZC序列循环位移的乘积，所述ZC序列值与索引参数k相关联，所述DFT零值分量与ZC序列的根值参数μ相关联；所述DFT零值分量预先保存在系统中；
[0028] 频偏估计模块，使用所述第一信号和所述第二信号进行频偏估计，得到频偏估计结果；
[0029] 发送模块，用于将所述频偏估计的结果发送至用户端，以使用户端进行频偏补偿实现信号同步。
[0030] 在可选的实施方式中，所述DFT生成公式为下式：
[0031]
[0032] 上式中，
[0033] Cv为循环位移，LRA为ZC序列的长度，μ为ZC序列的根植，v为循环位移的索引，k为频域信号的子载波；为整数值，且满足 为ZC序列xμ,v(n)的共轭，xμ(0)为DFT零值分量， 为根据循环位移生成的偏移项。
[0034] 在可选的实施方式中，所述频偏估计结果包括整数倍频偏和小数倍频偏，频偏估计模块包括：
[0035] 整数倍频偏模块，用于根据所述第一信号和所述第二信号的相关峰的位置偏移大小确定整数倍频偏；
[0036] 小数倍频偏模块，用于根据主峰与副峰的比例关系确定小数倍频偏。
[0037] 在可选的实施方式中，整数倍频偏模块包括：
[0038] 第一确定模块，用于根据相关峰的位置确定相关值的偏移量；
[0039] 第一计算模块，用于相关值的偏移量和下式整数倍频偏：
[0040] MOD(μm，LRA)＝K，
[0041] 其中，μ为ZC序列的根，m为相关值的偏移量；LRA为ZC序列的长度，K为整数倍频偏；
[0042] 小数倍频偏模块包括：
[0043] 第二确定模块，用于确定第一信号和第二信号的互相关表达式R(m)；
[0044] 第二计算模块，用于通过下式确定小数倍频偏：
[0045]
[0046] 其中，Δffra为小数倍的频偏，|R(0)|为主峰位置上的互相关值， 为主峰左右两边较大的谱峰的互相关值，fs为ZC序列的
采样频率。
[0047] 第三方面，
实施例提供一种
电子设备，包括
存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的
计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现所述前述实施方式任一项所述的方法的步骤。
[0048] 第四方面，实施例提供一种具有处理器可执行的非易失的程序代码的计算机可读介质，所述程序代码使所述处理器执行所述前述实施方式任一项所述方法。
[0049] 本发明提供的一种宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法和装置，根据ZC序列的DFT计算中具有的循环互补的性质，将每一点的DFT计算分解为一个与索引k有关的ZC序列值的共轭和一个与根值μ有关的DFT零值分量的乘积的形式，简化了直接计算方法中的需先计算ZC序列值，再计算DFT的过程，也避免了CZT方法中的需要多次调用FFT计算的过程；本发明能够大大降低计算量，实现信号的快速同步。
附图说明
[0050] 为了更清楚地说明本发明具体实施方式或
现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0051] 图1为本发明实施例提供的宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法的
流程图；
[0052] 图2为本发明实施例提供的宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法的另一个流程图；
[0053] 图3为本发明实施例提供的宽带卫星通信系统PRACH信道同步装置的原理图；
[0054] 图4为本发明实施例提供的电子设备的系统原理图。
[0055] 图标：31-第一信号模块；32-第二信号模块；33-频偏估计模块；34-发送模块；400-电子设备；401-通信
接口；402-处理器；403-存储器；404-总线。
具体实施方式
[0056] 下面将结合实施例对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0057] ZC序列的DFT生成中，直接生成的方法，需要首先计算ZC序列，然后按照DFT公式逐点生成DFT数据，计算量较大。CZT的方法除了需要生成ZC序列外还要构造生成另外一个序列，进行两次FFT计算和一次IFFT计算，由于调用快速傅里叶算法，计算量比直接生成有所减小，但依旧存在计算量较大的问题。
[0058] 另外，在基站接收端接收用户端信号时，基站通过搜索PRACH信道上的前导来判断是否存在用户接入，现有的搜索方法是采用三峰搜索合并的方法，在主峰的两边寻找另外2个副峰，然后合并多峰进行检测，当频偏大于1倍子载波间隔的时候，此方法失效。目前，频偏估计采用的是预存表法，通过推导主峰与副峰的表达式，得到一个复杂的关系式，由于计算复杂，一般采用仿真试验的方式，把频偏与峰值之间的关系提前计算出来，并预存到一个表中，具体估计的时候，把谱峰的比值与预存的拟合值进行比较，来获取
频率偏移的粗略估计值。但是这种方法给出的频偏与相关峰的表达式复杂，不利于实时计算；并且，没有给出频偏大于1倍子载波间隔下的推算方法。此外，频偏估计是通过相关峰与拟合数据的比较来做粗略的估计，估计
精度较差。
[0059] 基于此，本发明提供一种宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法和装置，能够在ZC序列生成DFT数据时实现快速计算，避免较大计算量；同时，本发明给出了频率偏移变量对相关峰的谱峰变化的表达式，给出了整数倍频偏的估计原理和方法和小数倍频偏的估计原理和方法，提高了频偏估计的精度。下面通过实施例对本发明进行详细介绍。
[0060] 参照图1，本实施例提供的一种宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法，包括：
[0061] S110，从PRACH信道上接收用户端发送的第一信号；
[0062] S120，根据DFT生成公式生成ZC序列的DFT数据，根据所述DFT数据得到第二信号；其中，所述DFT生成公式为ZC序列值的共轭、DFT零值分量与ZC序列循环位移的乘积，所述ZC序列值与索引参数k相关联，所述DFT零值分量与ZC序列的根值参数μ相关联；所述DFT零值分量预先保存在系统中；
[0063] S130，使用第一信号和第二信号进行频偏估计，得到频偏估计结果；
[0064] S140，将频偏估计的结果发送至用户端，以使用户端进行频偏补偿实现信号同步。
[0065] 具体地，ZC序列用来生成随机接入信号序列，ZC序列具有互相关性能。ZC序列的应用可以分为两大类，一种由基础序列经过循环移位产生，另一种利用其DFT变换仍然为ZC序列的特性，简化PRACH(物理随机接入信道)信号的计算量。
[0066] 本实施例中第一信号为宽带卫星通信系统的接收到的信号，第二信号为参考信号，计算接收到的信号相较于参考信号的频偏，将频偏发送给用户端使其进行频偏补偿，以实现与PRACH信道的同步。
[0067] 本实施例在ZC序列生成DFT数据的计算过程中，将每一个点的DFT点的计算分解为一个ZC序列值的计算、一个ZC序列值的共轭与一个ZC序列DFT的
直流分量的乘积的过程，简化了直接计算需要先计算ZC序列值，然后再依次计算其DFT的复杂计算过程，也避免了CZT方法中，需要多次调用FFT计算的过程，节省了计算量。
[0068] 可选地，上述实施例的步骤S120中，所述DFT生成公式为下式：
[0069]
[0070] (1)式中，Cv为循环位移，LRA为ZC序列的长度，μ为ZC序列的根植，v为循环位移的索引，k为频域信号的子载波；为整数值，且满足 为ZC序列xμ,v(n)的共轭，xμ(0)为DFT零值分量， 为根据循环位移生成的偏移项。
[0071] 具体地，(1)式的计算原理如下：
[0072] 宽带卫
星系统中，随机接入信道PRACH的信号由先导序列组成，先导序列是由ZC根序列经循环偏移生成的。ZC序列的定义如下：
[0073] xμ,v(n)＝xμ((n+Cv)modLRA)，(2)；
[0074] (2)式中，n为序列元素的索引。
[0075] 基本ZC序列如下式：
[0076]
[0077] Xμ,v(n)的DFT变换为：
[0078]
[0079] (4)式中，k为频域信号的子载波。对于(4)式中的Xμ,v(k)，可以采用生成时域ZC序列Xμ,v(n)，然后再做DFT生成，这种生成方法的计算量较大，因此可以考虑另外一种能够直接生成ZC序列DFT数据的方法。假设先不考虑循环位移Cv，根系数为μ的ZC序列其DFT可以表示为：
[0080]
[0081] 从(5)式中，提出μ：
[0082]
[0083] (6)式中， 为一个整数值，且满足 在(6)式中再提取出因子可得：
[0084]
[0085] 其中，
[0086]
[0087]
[0088] 由于ZC序列具有LRA循环的特性，所以：
[0089]
[0090] 则ZC序列Xμ(n)的DFT生成可以表示为：
[0091]
[0092] 考虑循环位移Cv,则：
[0093]
[0094] 由(11)式和(12)式可见，为了得到某个子载波k上的符号值，需要计算以μ为根的ZC序列在 处的值，并取其共轭 然后再乘以μ为根的ZC序列DFT的0索引处的值xμ(0)，最后乘以循环位移项
[0095] 其中，与根值μ有关的DFT零值分量xμ(0)采用先期计算后保存的方式，能够避免较大的计算量。
[0096] 可选地，参照图2，所述频偏估计结果包括整数倍频偏和小数倍频偏，上述实施例中的步骤S130包括下述步骤：
[0097] S210，根据第一信号和第二信号的相关峰的位置偏移大小确定整数倍频偏；
[0098] S220，根据主峰与副峰的比例关系确定小数倍频偏。
[0099] 具体地，本实施例根据相关峰的定义，引入频率偏移的变量，通过对累加公式的分解，推导出了频率偏移变量对相关峰的谱峰变化的表达式，从数学形式上详细说明了频偏对于谱峰变化的影响。根据闭式表达式，推导出整数倍的频偏会导致相关峰主峰位置的变化，根据给出的位置变化规律表达式，得出频偏是子载波间隔的多少倍。
[0100] 根据频偏和相关峰值的闭式表达式，小数倍的频偏会导致主、副峰值的大小产生变化，根据相应的推导与简化，得到主、副峰值之比与频偏的具体关系，从而根据主副峰值比计算小数倍频偏。
[0101] 可选地，上述实施例中的步骤S210包括下述步骤：
[0102] 根据相关峰的位置确定相关值的偏移量；
[0103] 根据相关值的偏移量和下式整数倍频偏：
[0104] MOD(μm，LRA)＝K，(14)；
[0105] 其中，μ为ZC序列的根，m为相关值的偏移量；LRA为ZC序列的长度，K为整数倍频偏；
[0106] 上述实施例中的步骤S220包括下述步骤：
[0107] 确定第一信号和第二信号的互相关表达式R(m)；
[0108] 通过下式确定小数倍频偏：
[0109]
[0110] 其中，Δffra为小数倍的频偏，|R(0)|为主峰位置上的互相关值， 为主峰左右两边较大的谱峰的互相关值，fs为ZC序列的采样频率。
[0111] 具体地，时域检测的原理是利用时域ZC序列的自相关性，将接收信号做FFT变换后，解子载波映射取得LRA个频域的Y(k)(k＝0,…,LRA-1)值。然后再对Y(k)进行LRA点的IDFT，恢复发送的ZC序列y(n)，再用y(n)和根序列号为μ的本地参考序列Xμ(n)做相关，得到相关序列：
[0112]
[0113] (16)式中，m为相关值的偏移量，一般接收端是利用检测窗口内的相关值来计算功率时延谱(PDP，Power-Delay-Profile)并进行信号检测的，接收序列y(n)的PDP计算如下：
[0114]
[0115] 以上推导是在没有频偏的情况下进行的，当第一信号存在Δf的频偏的时候，基站接收到的先导序列 可以表示为：
[0116]
[0117] (18)式中，TSEQ表示先导序列的占用时间。
[0118] 接收端序列 和本地先导序列x(n)的互相关可以表示为：
[0119]
[0120] 由(19)式可以看出频偏对相关值的计算存在影响，当存在频偏Δω≠0时，在非零的m值上R(m)不再为零，随着后一项 的周期产生极大值，从而形成副峰。在上式中提取出与n无关的项，则：
[0121]
[0122] 把Δω＝2πΔf/fs代入：
[0123]
[0124] 在(21)式中满足下式的m上，|R(m)|取最大值：
[0125] (-μm+Δf·TSEQ)/LRA＝0，(22)；
[0126] 由于2π周期的关系，在满足下述关系的m上|R(m)|产生极大值：
[0127] mod(μm-Δf·TSEQ,LRA)＝整数，(23)；
[0128] 由于μ，m为整数值对ZC序列才有意义，所以，当m的值满足：
[0129] MOD(μm,LRA)＝K，(14)；
[0130] (14)式中，K为最接近Δf·TSEQ的整数值时，|R(m)|2有最大值，因此频偏会影响主峰的位置，使主峰出现在这个m值的位置上。同时，当频偏不是子载波间隔的整数倍时会产生周期性的副峰，副峰出现在使 的 处，其中l为不等于K的整数。因此，通过|R2
(m)|最大值所在的峰值位置索引m和MOD(μm,LRA)＝K的关系式，可以计算出整数倍的频偏K值。
[0131] 以上为整数倍频偏的计算原理，PRACH信道的频率偏移可以分为两个部分：子载波整数倍的频偏和子载波小数倍的频偏。整数倍的频偏会导致相关值从主峰位置搬移到副峰位置，几倍的整数频偏则搬移到第几个副峰的位置上。因此通过搜索到的最大峰值位置与原本的主峰位置相比较，可以估算出用户信号经历了几倍的子载波间隔的偏移。剩余频偏通过小数倍频偏估计来估算。
[0132] 为了推导小数频偏估计式，先简要推导与相关峰值有关的公式如下：
[0133]
[0134] 将 的虚实两部分别计算，对上式左右两边乘以 并只取
实部：
[0135]
[0136] 则 的实部可以表示为：
[0137]
[0139]
[0140] 把上面虚实部代入，并经过一系列推导可得 的表达式为：
[0141]
[0142] 下面计算主峰处相关值的平方，已知：
[0143]
[0144] 令 并把 代入 得：
[0145]
[0146] 然后计算紧邻主峰的副峰 的值，其中 则：
[0147]
[0148] 在指数部分：
[0149]
[0150] 其中，P为某一整数值，去除与P有关的2π周期，并省略
[0151]
[0152] 取 代入 则：
[0153]
[0154] α取定值的情况下， 中的分子与|R(0)|2中的分子相等，计算比值：
[0155]
[0156] 去掉平方：
[0157]
[0158] 上式中，当LRA取较大值的时候，可以用α代替sin(α)：
[0159]
[0160] 因为 如果频偏是fs的整数倍，会导致主峰向几倍的副峰位置偏移，此处的Δf是残留在主峰与副峰之间的小数频偏Δffra，因此α<1，经过计算：
[0161]
[0162] 由上式可知，最终小数频偏Δffra可由主峰与副峰的值计算得到：
[0163]
[0164] (15)式中，|R(0)|为主峰位置上的值， 为主峰左右两边较大的谱峰的值。
[0165] 参照图3，本实施例提供的一种宽带卫星通信系统PRACH信道同步装置，包括：
[0166] 第一信号模块31，用于从PRACH信道上接收用户端发送的第一信号；
[0167] 第二信号模块32，用于根据DFT生成公式生成ZC序列的DFT数据，根据所述DFT数据得到第二信号；其中，所述DFT生成公式为ZC序列值的共轭、DFT零值分量与ZC序列循环位移的乘积，所述ZC序列值与索引参数k相关联，所述DFT零值分量与ZC序列的根值参数μ相关联；所述DFT零值分量预先保存在系统中；
[0168] 频偏估计模块33，使用第一信号和第二信号进行频偏估计，得到频偏估计结果；
[0169] 发送模块34，用于将频偏估计的结果发送至用户端，以使用户端进行频偏补偿实现信号同步。
[0170] 可选地，上述实施例的装置中，所述DFT生成公式为下式：
[0171]
[0172] 上式中，Cv为循环位移，LRA为ZC序列的长度，μ为ZC序列的根植，v为循环位移的索引，k为频域信号的子载波； 为整数值，且满足 为ZC序列xμ,v(n)的共轭，xμ(0)为DFT零值分量， 为根据循环位移生成的偏移项。
[0173] 可选地，所述频偏估计结果包括整数倍频偏和小数倍频偏，上述实施例中的频偏估计模块33包括如下模块：
[0174] 整数倍频偏模块，用于根据第一信号和第二信号的相关峰的位置偏移大小确定整数倍频偏；
[0175] 小数倍频偏模块，用于根据主峰与副峰的比例关系确定小数倍频偏。
[0176] 可选地，上述实施例中的整数倍频偏模块包括如下模块：
[0177] 第一确定模块，用于根据相关峰的位置确定相关值的偏移量；
[0178] 第一计算模块，用于根据相关值的偏移量和下式确定整数倍频偏：
[0179] MOD(μm，LRA)＝K，(14)；
[0180] 其中，μ为ZC序列的根，m为相关值的偏移量；LRA为ZC序列的长度，K为整数倍频偏；
[0181] 上述实施例中的小数倍频偏模块包括如下模块：
[0182] 第二确定模块，用于确定第一信号和第二信号的互相关表达式R(m)；
[0183] 第二计算模块，用于通过下式确定小数倍频偏：
[0184]
[0185] 其中，Δffra为小数倍的频偏，|R(0)|为主峰位置上的互相关值， 为主峰左右两边较大的谱峰的互相关值，fs为ZC序列的采样频率。
[0186] 参见图4，本发明实施例还提供了一种电子设备400，包括
通信接口401、处理器402、存储器403以及总线404，处理器402、通信接口401和存储器403通过总线404连接；上述存储器403用于存储支持处理器402执行上述宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法的计算机程序，上述处理器402被配置为用于执行该存储器403中存储的程序。
[0187] 可选地，本发明实施例还提供一种具有处理器可执行的非易失的程序代码的计算机可读介质，程序代码使处理器执行如上述实施例中的宽带卫星通信系统PRACH信道同步方法。
[0188] 最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行
修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
