本发明涉及一种荧光灯工作，特别地，但不是唯一地涉及那种用于照明建筑物内大面积区域的荧光灯。

迄今为止，通常都是用荧光灯来照明建筑物内的大面积区域。一般来说，虽然一个或多个灯可以用一单个开关来控制，但每一个荧光灯都是用导线连接到一电力网供电系统。荧光灯安装在照明器内，该照明器内装有一个或多个荧光灯。而每个照明器具有一个或多个起动电路，用于限制灯管电流的镇流器和用于改善功率因数的其他元件。

这种安装所具有的问题是由电力网供应的电力会有多达正或负10%的变化。这样，设计在例如240伏交流电压下工作的电灯可能会经受约为260伏交流工作电压，这又会使荧光灯的光输出提高，和使功率耗散高于正常工作时的设计指标，从而导致减少灯的估计使用寿命。另外，在这种情况下起动的话，这类荧光灯的灯丝（阴极）提取比正常更高的电流，而发热使温度也高于正常情况，这种情形又会使（a）降低灯丝的估计使用寿命，（b）在起动时产生的过高热量会上升引起在荧光灯的端部封口产生不利的温差，这种温差将促使封口破坏，空气进入并且进而由于氧化而毁坏灯丝和灯管。并且，如果灯在高于正常的电压下工作，且使灯的工作温度上升到高于理想的情况，这也会降低荧光灯的估计使用寿命。

已经知道用独立供电电压来驱动在建筑物内照明大面积区域的荧光灯。通常这种电压约为500伏或更高一些，频率约为20千赫，在20千赫，即一大大高于正常的约为50赫芝的电网供电频率下工作的作用是，磷膜 在一高于余辉衰减的重复频率下被激发，这样灯管的光量输出呈现为一恒定的输出，或接近恒定，而不是如在50赫芝情况下工作时的调制平均值输出。在已知的现有技术中，在这样高电压和高频率下工作的电灯设备中，还是通过首先提供加热电流把灯管的阴极加热到一个适宜的温度使灯管被点燃而起动。这种加热电流对灯丝施加热应力，从而降低灯丝的估计使用寿命，另外，灯丝上的热冲击在例如由空调装置所引起的机械振动的情况下会造成灯管过早的损坏。

本发明的目的是想提高荧光灯的估计使用寿命，同时获得最大的效率。

根据本发明的第一方面，提供了一种荧光灯照明系统，它包括：

（a）一电力变换器，用以将电源电变换成供应给一荧光灯的交流电;

（b）一连接到所述电力变换器的控制单元，用以控制电力变换器的电压输出的大小，从而控制所述荧光灯的光输出的大小;

（c）一连接于所述荧光灯和所述电力变换器的荧光灯控制电路，所述的荧光灯控制电路是一个非预热阴极，荧光灯电路包括：一个起动电路，一个工作电路和一个电流检测电路，电流检测电路在工作时将起动电路和工作电路连接到所述电路中的一荧光灯。所述的电流检测电路是这样的，使得在所述的交流电供应时，所述的起动电路将被连接到所述的荧光灯，并且当所述荧光灯提取电离电流时，所述工作电路将被连接到所述的荧光灯以及然后将使所述的起动电路成为不起作用，所述的起动电路能够向所述荧光灯的非预热阴极提供足够的电压，促使产生电离放电;所述的工作电路有一个无功负载，该无功负载将基本上提供经过校正的功率因数，并为所述荧光灯的继续运行提供电流限定。

根据本发明的另一方面，提供了一种电力变换器，特别地但不是唯一地那种向非预热阴极荧光灯电路提供交流电的电力变换器。所述的电力变换器包括：用于连接到电源上的开关装置，所述开关装置由一驱动 波形电路控制以从所述电源电提供出一个周期变化符号间隔比例信号（cyclic    varying    mark-space    ratio    signal），在工作时所述的变化符号间隔比例信号被供给一输出电路，在那里它被变换成一个交流输出电源电压，所述的符号间隔比例信号的符号比例能够控制一个所述交流输出电源电压的瞬时大小，所述的符号比例是由所述的驱动波形电路从在一反馈网络中产生的一具有恒定幅度的用数字计算方法限定的波形提供的（该反馈网络连接到所述交流输出电源和所述的驱动波形电路），并能响应以把所述交流输出电源上的负载变化和所述电源中的变化的影响减小到最低程度。

现在参阅附图，以便能更清楚地弄清楚本发明;其中：

图1是一个最佳荧光灯照明系统的方框示意电路图;

图2是现有技术的荧光灯起动电路的电路图;

图3是用于说明荧光灯工作的波形图;

图4是荧光灯灯丝线圈的电路图;

图5是根据本发明的最佳荧光灯起动电路的电路图，

图6是图5电路的起动状况的方框示意图;

图7是图5电路的运行状况的方框示意图;

图8是图1所示的控制单元的方框示意图;

图9是图1所示的电力控制单元的方框示意图;

图10是图9所示的电力变换器的电路图;

图11是图9所示的地址发生器的方框示意电路图;

图12是图9所示的驱动波形电路的方框示意电路图;

图13是图9所示的过载保护电路的方框示意电路图;

图14是最佳电路中的各种波形的波形图。

首先参阅图1，图中示出了一个在商业大厦中常用的照明设备的方框示意概图。其中通常的40瓦的荧光灯1的触排（bank）组3为并联连接， 且每一个触排3都连接到一个相应的用于控制各个触排3的电力控制器5。每一个电力控制器5都与一个标准的电力网交流电源，例如是三相50赫45伏的交流电源相连接。它也可以另外与一个直流电池组或副电源相连接。这可以在如果电力网电源断电时提供电力。电力控制器5的功能是以所需的频率并且以所需的方式向荧光灯1的每一个触排3供应交流电。一般地触排3可以包括40×40瓦荧光灯。故触排3能照亮大厦内某一个特定的区域。每一个电力控制器5又连接到一控制单元7。控制单元7有一个包括光检测器9的反馈网络，光检测器9用来设置一个所需要的来自电力控制器5的输出。在这个连接方法中，光检测器9是装在大厦内以接受从荧光灯1发射出来的光，并接受通过窗户之类而进入大厦内的自然环境光。这样，光检测器9向控制单元7提供一个信号11，控制单元7考虑由荧光灯1发出的所需的光强来调整电力控制器5。在自然和/或环境光大于一给定的要求亮度的情况下，那时电力控制器5能被切断，从而减少电力耗费并提高荧光灯1的估计使用寿命。设置了一个手动控制器13，以便设置所需的亮度级。由手动控制器13提供的信号15被供给控制单元7由此来设定所需的亮度级。控制单元7有一个高电平跳闸控制17，它跟踪信号15，并在高于信号15从而大厦内环境光的水平时，该跳闸控制17将使电力控制器设定断开。

接着参阅图2和图3描述通常现有技术的荧光灯电路的工作。电压波形106代表从电源101供给的电压。这一般可以是240伏、50周的交流电，或者可以是某些其他或频率不同的电压。电压波形106代表在没有荧光灯1电流时的供给的电压。在起动状态期间，跨在阴极103两端上的供给的电压一般如电压波形109所示。电源101连接到电路中某些较早点（earlier    opint）115上（图3）。这里假定起动器104在点116使电路开路，且结果电感瞬态对热阴极电离电压107起作用，其结果电是荧光灯1起动和跨在荧光灯1上的电压降落到电弧值117。荧光灯1 电流在点118熄灭。在时段100期间，荧光灯1内的气体基本上保持电离，并在供给的电压波形106的负半周上点119处产生重新点火。在时段113期间有电弧电流流动。然后上述的周期继续下去。

在本发明的实施例中，灯丝103是非预热的。在工作期间即使将会有一些规定的温度上升，但灯丝103还是保持的冷的，故必须提供一基本上较高的供给电压以“点火”或电离荧光灯1内的气体。为了说明的目的，可以看到电源在点114启动，然后以供给的频率产生一电压上升111。该电压在荧光灯1没有点燃的情况下通过电平107到达电平108，电平108是冷阴极点燃点，结果荧光灯1起动，灯管电压降落到电弧值117（如前述）。由于电压111上升，它通过点112，在于电压电平108处点燃之前在该处产生一低电流预点燃辉光放电。

在本实施例中，荧光灯1的阴极103如图4所示是短路的。这里线电流经过二电流通路121和122进入灯丝103，于是从灯丝103的表面有一个单一电流通路125。在这些条件下在一普通的40瓦荧光灯中的灯丝103中的一般损耗约为0.25瓦。

在图2所示的现有技术电路装置中，对一个普通的40瓦荧光灯灯管，灯丝电流流入灯丝103并因电流125的结果耗电最大约为2瓦。如果电路在点124需开路的话，那时灯管1对接续的起动是无用的。在本实施例中，如电路需在点124开路的话，对如图2所示的普通的灯丝装置那时耗电将最大接近2瓦。

现参阅图5、图6和图7叙述本发明实施例的电路的工作。有下列三种不同的有关电路的状态

（1）初始状态，

（2）起动状态，和

（3）运行状态，

现在描述电路在这三种状态下的工作。

（1）初始状态

在初始状态，即开关145没有闭合时，有一个有效值约为140至150伏，20千赫的电源电压101。最佳的电路是以这样的电源电压工作，因为一般地从这样一个控制电路能较好地去操纵若干个这种电路。但应该理解电路装置并不是仅仅限于使用这样的电源，因为任何普通的交流电源，例如240伏50千赫的交流电也能使用，可能需要对电路元件值作一些微小的修正。当开关145闭合时，电源101上的电压施加到电路上。在这种状态，触点142和143处于图5中所示的位置，结果一变压器的初级绕组127开路而次级绕组128则短路。一般包括初级绕组127和次级绕组128的变压器是绕在一铁氧体棒上，且绕匝比率是5比1，其中次级绕组128具有较多的匝数，对于超过图3中的电平108的输入电压和次级电压的和来说是足够的。一般说来这样的变压器具有较高的漏磁电抗。因此，电压从电源101经过电抗129加到荧光灯1，而不会有象电源电压不足以电离荧光灯1的那样的结果。同时，扼流图141用作一个自耦变压器，电压通过整流器135和滤波电容器136供给继电器线圈131和有关的电路。晶体管134、152、153和153最初是不导通的，电流通过电阻器132流到晶体管152的基极使它导通。晶体管134和继电器131通过二极管150工作，同时对电容器148充电。继电器131工作使开关142和143改变状态。然后开关142和143使电路成为图6中以示意形式所示的起动状态。

（2）起动状态

起动状态如下所述：来自电源101的电压加在初级绕组127的两端，使在次级绕组128的两端产生一次级电压。绕组127和128是这样连接的，使得次级电压和电源电压是同相和相加的。其结果电压通过变压器漏磁电抗元件146另外的限制元件179和串联限流阻抗129加到荧光灯1。在这瞬间，电流检测电路144不工作，因为没有电流流到荧光灯1。 加在荧光灯1两端的结果电压足以引起点火，且电流通过串联限制阻抗129和漏磁电抗元件146的作用而受到限制（见图5），并通过加上另一串联元件179可以被加入开关143的回路内。荧光灯1的点火过程经过上述的辉光或低电流预电弧。荧光灯1的点火过程在点112（见图3）经过上述的辉光或低电流预电弧状态，进入正常电弧或点火状态，其过程是时间和加上结果电压的函数。在点火以后就有受到漏磁电抗元件146和限制阻抗179及运行限制阻抗129限制的灯管电流。

（3）运行状态

在运行状态期间，电流检测电路144进行工作，在上述的初始状态，继电器131是经过晶体管134使用一来自晶体管152通过二极管150的驱动信号工作的。当作为上述点火的结果，电流在荧光灯1内流动时，因这电流而在二极管137、140和电阻器156的两端产生一电压。所述电压的正半波是这样的，以能通过经由电器155提供一个基极偏置电流而使晶体管152工作。晶体管154工作使电流转移离开晶体管152的基极并从而将它断开。晶体管153通过电阻器151和时间常数电容器138工作以保持由晶体管154产生的短路。对晶体管134的驱动通过由晶体管154/153施加于晶体管152的断开作用而被除去。晶体管134将在由电阻器147和电容器148所设定的时间常数RC以后脱离开。晶体管152和153形成一个在任一状态都稳定的双稳态电路，包括晶体管152和153的双稳态电路的双稳态特性能提供一个平稳的起动和运行状态，而没有继电器的自激振动现象。为了重新起动灯管1，首先必须从网络144上撤除电力再重新施加以产生起动功能。时间常数RC的设定要能在电路恢复到图7中所示的运行状态之前为灯管的电离稳定提供足够的时间，这里继电器处于正常的非工作状态。

正常状态使继电器触点142和143将初级绕组127开路，并使次级绕组128短路，从而从荧光灯1去除合成起动电压。这时电路保持这样 的状态，灯管电流125从电源101流过串联限制阻抗129。同时一并联电流流过阻抗141。阻抗141用来校正因使用串联阻抗129所产生的功率因数问题。在本例中，功率因数较正成基本上统一的。阻抗141和129是互补的，即它们提供相反的电抗以便实现功率因数的校正。

在本实施例中，阻抗129的电抗在元件141为互补的情况下可以是电感性的或是电容性的。换言之，电容器可以用扼流圈来替换，反之，扼流器也可以用电容器来替换。最好使用串联的如阻抗129那样的电容器，它形成了一个具有高通滤波器特性的电流限制器件，通过这样的滤波器，任何在电源101中存在或产生的谐波在负载中趋向于耗散而不是反射回电源101。在图2所示的现有技术结构中，扼流图102形成一个任何这类的谐波都要反射回电源中去的低通滤波器。应该注意，在图2所示的现有技术的结构中，电流限制器件必须固定地为一电感器。在图2中功率因数校正电容器105的存在并不提供一谐波陷波电路或耗散器，因为正常的话它没有损耗，看来它所能起的全部作用是使电源101增加分布在电路连接中的任何循环谐波电流，并以电流基本频率提供功率因数校正。在本实施例中，在使用电容性的电流限制阻抗129的情形下，迭加在基频上的所加上的谐波功率在荧光灯1中耗散，并转换成有用的光，从而表现出一较宽的频带，与电源101匹配的负载，而不是一低通谐波反射负载。

应该理解在上述的实施例中，因提供了进入灯丝103的二条电流通路121和122，故对任何给定的灯管电流，在那里的电流密度将减低。并且，灯管1是这样连接的，使得与图2中通常的电路装置相比，在功率耗散方面具有实质的减小。这继而在正常运行期间将实质上降低阴极温度，并相应提高阴极的寿命。这又使荧光灯密封端的温度相应降低，从而将进一步使灯管与空气隔绝，延长灯管的估计使用寿命。

现在参阅图8，图中所示是控制单元7、光检测器9和手动控制器13 的方框示意图。控制单元的目的是提供一个代表信号11和15之和的低阻抗输出信号19。提供了一低输出阻抗参考信号19，这样可以连接上任何所需数目并适于驱动的电力控制器5，从而用于控制如图5中所示的荧光灯电路（以下称为荧光灯1）的相应的触排3。可以看到光检测器9与一个低和高限制较准电路23相连接。低和高限制校准电路23的目的是提供输出信号11，信号11具有预先确定设置的低和高的限制，在高低限制之间具有所需要的倾斜度。一般地，检测器9可以包括任何合适的光敏装置，例如光电二极管或光敏电阻。低和高限制校准电路23的设计被认为是已知技术，对其细节这里不再详述。输出信号11提供给具有低阻抗输出的加法放大器25，这样将提供一个输出参考信号19，供给电力控制器5。

手动控制器13与提供输出信号15的低和高限制校准电路27相连接，手动控制器13通常包括诸如电位计那样的旋转式控制器。低和高限制校准电路27的目的是为控制程度设定一较低的限制和较高的限制。该低和高限制较准电路27的设计也可作为已知技术而不再详述。输出信号15提供给放大器29，放大器29的作用是当信号11超过信号15一个给定的量时提供一个跳闸信号21。信号15在放大器25中与信号11相加，这样信号19在信号15保持不变的情况下根据信号11向相反方向变化。因此信号19代表了由手动控制器13的设定所确定的灯的光输出的所要求的状态。

输出21用来在信号11超过信号15一个被设定的给定量期间切断控制器。这样系统将不振荡。手动控制器13的位置的设定是要在检测器的影响区域保证最低的光量。

在使用时，检测器9是安装在一个既能接受从荧光灯1发射出来的光，又能接受通过窗户之类进入建筑物内的外部或环境光的地方。这样，检测器9对系统整体提供了一个反馈型的控制。

现参阅图9，图中示出了电力控制器5的方框示意图。电力控制器5 包括一电力变换器31，电力变换器31从输入交流电（例如电网电力）和/或从一个副或备用直流电源输入产生一个对称交流输出电压33，该对称输出电压33一般为20千赫，在200至260伏（有效值）范围内。该输出电压经过隔离变压器35供给包括荧光灯1的负载。变压器34有一个二次绕组37，该绕组37产生电压33的一个小百分比作为反馈电压来控制以后将要描述的电路。电力变换器31由一数字驱动波形电路39控制，电路39用来改变对称输出电压33的大小。驱动波形电路39由一模拟-数字地址产生器41控制。地址产生器41又由低阻抗信号19和17控制。信号19和17是从控制单元7接收到的，并代表在由灯1所照明的建筑物区域内所要求的亮度级，且与手动控制器13的设定及由绕组37所表现的控制器输出电压有关。

设置了一个开关43，从而消除来自控制单元7的信号19对地址产生器41的影响。而本地控制45能提供一个参考信号，该参考信号能与次级组37上的反馈信号进行比较。比较是这样的：输出信号47由地址产生器41提供，地址产生器41又使驱动波形电路39向电力变换器31提供一个输出信号49。输出信号49是一个数字信号，它将使来自绕组37的反馈信号与由本地控制45或19提供的参考信号二者之差为零。这又将会改变对称电压33的大小。

对于具有包括控制单元7的反馈回路的工作状况来说，开关43的工作用来隔离本地控制45和外部参考信号19和来自绕组37的内部反馈电压，来自绕组37的内部反馈电压然后在加法电路51中被相加，并作为一参考信号提供给地址产生器41。

包括数字-模拟变换器53的反馈电路被用作为一个第二求和基准，以去除在地址产生器41的数字输出中产生数字误差的可能性。

灯管1的电流在隔离变压器35通过电流变压器55进行检测，随后的电流信号57在过载保护电路59中对照限制器62进行比较，以检测过载情 况。如测到过载，则来自过载保护电路59的输出信号61被安排成能尽可能马上断开来自驱动波形电路39的信号输出49。一般说来，这将在30变微（30n）秒中被断开，来自电力变换器31的输出电压33然后将在约1微秒内断开。过载保护电路59通过限制检测器63包括有一过电压电平检测特征。错误状态由灯65指示。由任何原因引起的来自次级绕组37的反馈信号的过电压，是使电力变换器31跳闸的原因，而这是通过在限制检测器63中检测过电压电平来执行的。如果在电力变换器31内的功率耗散器件中检测到过温度现象，那时检测器64（见图10）向过载包保护电路59提供一输出信号67，并从而提供过载跳闸信号61。

现在参阅图10，图中示出了电力变换器31的详细电路图。电网交流电101被供给一桥式整流器67，在那里被转换为直流电，被适当地滤波后供给晶体管69。形成输出信号49的一部分的数字驱动信号71通过一隔离变压器73被供给晶体管69。变压器73用来在供给晶体管69的直流电压和输出信号49和在驱动波形电路39内的元件之间提供直流隔离。在晶体管69的输出侧的波形70在图中用数字70表示。它具有将在以后描述的变化的符号间隔比例。输出70提供给低通滤波器77，滤波器77包括电感79，电容81和钳位二极管83，和图中未示出的相当于荧光灯1所造成的负载的一个已变换负载。低通滤波器77的输出在图中示出为一波形信号85，在波形信号85中的瞬时直流值等于在数字驱动信号71中的相应的时间模型的平均值。其影响是：如果数字驱动信号71具有变化符号间隔比例的循环模型，则非对称波形信号85将以该循环率重复，且其幅度将跟随该变化符号间隔比例。

晶体管电桥87用来在低通滤波器77和变压器35之间以该循环比交替地转换连接，这样变压器35具有在那里加上的交流电压33。使该周期性的波形信号85的重复点定在0伏处，这样电桥87的相位在0伏点处翻转，这样就不含有交迭的问题。由于电桥87的交迭特性对由荧光灯1所造成 的负载是明显的，这种负载以变换的形式出现，直接跨在低通滤波器77的输出上。

现在参阅图11，图中详细地示出了地址产生器41的方框示意图。两模拟输入信号19和17（见图9）在加法电路51相加后作为来自开关43的信号进入地址产生器41。来自加法电路51的输出还被送入另一个加法电路95，在那里和一来自数字-模拟变换器53的信号相加，然后其输出供给一静带（deed    band）电路97。静带电路97用作为一个检测器，在那里无论何时在来自加法电路95的输出超过静带电路97的底角（bottomcorner）限制外面的一正或负值时将有一个输出信号，如图中所示的限制信号99。在正或负限制之一外的一信号，将会产生一个正或负的由转模门（slowinggate）151提供的输出。正或负输出使计数器153向上或向下计数，其计数状态是来自电力变换器31的输出电压33的数字等效值的初始或基本地址。这样将有一组数字信号，每一个代表来自晶体管69的不同的输出信号模型。

转换门151的时钟脉冲重复155设定了地址计数速率，这也是电力变换器31除去错误状态，不顾输入43的大小向上或向下改变输出电压波形31的大小的频率，计数器153是这样设置的，使得它不能在向上方向超过最高的计数值计数，或在向下方向低于最低的计数值计数，而这些限制条件是由限制电路151来施加的。

现参阅图12，图中示出了驱动波形电路39的方框电路图。这里来自地址产生器41的输出信号47被提供给只读存贮器（ROM）159。信号47是一数字地址信号并代表输出电压33的任何给定幅值的基本地址。在提供给ROM159时，它代表定义一系列单独符号间隔的间隔的一系列数字字的全部地址的最高有效部分。这些数字字全部成为所需要的模拟输出电压33的半波幅值的数字等效值。为了获得定义半波模型所需要的数字字，需要扫描或逐步访问（step）存储器159经过这些地址数，获得定义了如 在包含在输入信号47中的地址上可建立的所关心的特定模型的字流。这是由逐步访问通过定义了如在ROM    159的存储器中的每一个字的实际位置的整个地址的较低有效部分而获得的。在每一个所需要的半波模型（或帧）中的字的数目是通过理想的平滑包络分辨率（resolution）结合每一个字长来设定的。所述每一个字长设定了波形33的竖直或电压分辨能力访问给定字的给定数目的频率将确定输出信号33的周期的一半时间或频率。最小有效地址扫描信号161从数字扫描计数器163提供给ROM159。在数字扫描计数器163中产生的脉冲信号165定义了每一次扫描的开始，另一个输出信号167在每一次扫描完成后在晶体管电桥87中的一个交替帧互换。这里，从门171提供一个双相相反电桥驱动信号169。

定义每一帧内的每一符号间隔的间隔的数字字分成二部分，其第一部分170设定符号间隔比中的符号的总的部分，而字的第一部分173用于把一小的时间增量加到符号的总的部分。这是由二个延迟电路172和174产生的。

举一个用数字表示的例子，对一个定义170+173的典型的八位字，在170中的首四位给出1/16的分辨率，在173中的其次四位在所述首四位的每一分辨率部分给出1/16的分辨率，这样给出电力变换器31中的直流电压的总的分辨率是1/256或0.4%。这一需要的分辨率是由在实践中所使用的数字字长所设定的。在帧内的数字字之间有一固定间隔，这样，在一重复字起始脉冲由脉冲信号165给出之后，单独的字符间隔可以被设定作为一个延迟。脉冲信号165设置了存贮器175，存贮器175又由二数字字170和173给出的二延迟的和复位。这样单独的符号由脉冲信号165设定，并由脉冲信号176复位。下一个符号将由接着出现的脉冲信号165设定，并由接着出现的脉冲信号176复位，几乎总是不变地从前一个延迟后有一个不同的延迟。由部分字170造成的延迟是通过将部分字170与从数字扫描计数器163获得的另一个字177比较而得到的。 这样，另一个字177以固定的速率变化，使得延迟由这样一个速率设定，即所述的另一个字177以这样一个速率变化，且ROM    159以这样一个速率工作。通过如上所述的一系列延迟方法，使ROM    159和其他有关元件的速度要求降低至少一个10的因子。

在电流过载或电压超出正常界限的情况下，一来自过载保护电路59的信号61被加到存储器175和门171，并几乎瞬时地取消它们各自相应的输出。数字驱动信号71作为来自存储器175的输出提供，并加到隔离变压器73，从而使晶体管69产生所需要的符号间隔比例输出。

现在参阅图13，图中示出了过载保护电路59的方框示意图。电流变压器55检测负载电流信号57，这使在电阻器187的二端产生一个电压变化，该电压变化又被用来触发限制检测器63中的限制检测器189和191，限制检测器的限制相应于将出现在电阻器187两端的特定的电平。限制检测器189是一个工作在最短可能时间的瞬时跳闸器件，而对于诸如将由在与电流变压器55的相同位置上的HRC保险丝给出的较长期的电流过载跳闸特性来说，限制检测器191是通过包括电阻器193和电容器195的时间延迟元件来触发的。

来自跳闸检测器189或191中的任一个的输出，通过一或门器件199设定一存贮元件197，来自存贮器197的输出提供一个跳闸信号61。跳闸信号也是由将在适当时候描述的其他元件所产生。

因任何原因，来自变压器35的变压器次级绕组37的反馈信号上的电压超过正常界限，提供了有效的理由使电力变换器31跳闸，而这是通过检测到在限制检测器63中一个过电压电平来做到的，从而设定存贮器件元件201和提供信号61。

类似地，电力变换器31中的功率耗散器件中的过温度，是用检测器64检测到的，那里在限制设定电路203中设置了一个限制，并在工作时将结果存贮在存贮元件205内，存贮器205在输出时，也能产生跳闸信 号61。所有存贮器元件197、201和205可由一个通/断开关（图中未示）来清除，通/断开关在电力变换器31内，它能因此目的而产生一个清除信号207。任何错误状态的可见迹象由在被照明的灯65观察到。灯65是由一个被连接用来接收跳闸信号61的锁存器件（图中未示）所触发的。

图14示出了电力变换器中各种功能之间的时间关系，尤其是关于从恒定幅度可变符号间隔数字信号模型来的半波波形33的产生，以及从这些波形来的供给由荧光灯1所形成的负载的最终的交流信号输出。

图14a示出了来自图12中的门171的输出的电压169。图146示出了定义了用来产生一帧模型的每一子间隔或部分的开始的脉冲序列。图14C示出了来自存贮器175的数字驱动信号71。图14d示出了代表形状的波形，包括了恒定幅度驱动波形71的平均值的幅值。图14e示出了来自晶体管69的变化符号间隔比例输出波形。波形211代表了在求平均值之前的来自晶体管69的一固定幅值可变符号间隔输出。图14f代表来自滤波器77的可变幅值输出信号85。这些幅值是由在帧模型中的符合间隔比例中的变化所造成的。诸点213代表了在该处发生了晶体管电桥87中的相位变化的转换点，这相位变化又造成信号85的相位转换，以产生交流输出信号33。图14g中示出了用于作为波形85的大小的二进制加权字的数字模型。图14h所示是加到变压器35的对称交流电压33。

应当注意，图11示出了一典型的静带电路97，但其差别在于输出是一个数字等效值（代替模拟量），且其反馈是通过把数字输出转换成一个模拟等效量而获得的，以适合于从加法电路95接收到的模拟输入。在图12中所示的驱动波形电路39类似于在固定频率的振荡器/电源后的电压控制衰减器。

滤波器电路77（图10）正确地为一通过变压器35转换的给定的负载电阻工作。变压器35是加在滤波器77的输出端。应该注意，对于电感79 的固定值，其平均电压输出将随着负载电阻而变化，而与数字输入调制的波形幅度（幅度正常话总是固定的）无关。负载1上的开路状态结果会造成加在电桥87上和输出变压器35上的提高的输出电压超过电反馈回路恢复的能力。事实上，通过变压器35的次级绕组37上的反馈控制信号的去除来使过载保护电路59跳闸。这一操作所花的时间是约为100毫微秒，其跳闸点被设定为正好超过正常的工作电压（峰值电压）。

应该理解，对上述的系统其频率是如此选择的，使得灯管1以这样频率的电力工作，该频率基本上低于灯管的荧光物质的余辉的衰变时间，且灯管1是以等于或小于当灯管以基本上比其荧光物质余辉的衰变时间长的周期频率工作时的光输出的平均值的峰值光输出进行工作，因此，这里所介绍的连接在电路中的荧光灯1能以基本上降低了的每单位光输出的电力消耗工作。也应理解，荧光灯1将增强在建筑物内接收到的环境光的亮度级水平，这样就可以以比现有技术结构中更低的光输出水平进行工作，在现有技术结构中，灯没有一个受控的反馈系统以在建筑物内受照明的区域内提供一个预定的亮度级，并且电力消耗将低于普通的荧光灯电路的消耗。灯1也具有前述那样更长的估计使用寿命。还应理解，如电网电力101断电的话，将通过直流电源供应直流电，这样将无需设置紧急中断照明设备，也不会在亮度级上有明显的变化。