技术领域
[0001] 本
发明涉及充电站直流微网(direct current microgrid,dc-MG)电压
稳定性领域，具体涉及一种平抑充电站直流微网电压波动的虚拟直流电机控制方法，特别适用于抑制dc-MG的电压波动，增强dc-MG的阻尼与惯性，以及控制参数的整定。
背景技术
[0002] 近年来，借助
可再生能源并网技术的不断进步，电动
汽车的发展引起了广泛的关注。集成光伏、
风能等
可再生能源的电动汽车充电站为电动汽车的能源供给提供了新的途径，可使汽车尽可能地摆脱对化石能源的依赖。充电站dc-MG是电
力电子变换器主导的弱阻尼、低惯性系统，功率扰动(如：电动汽车负荷的投切，微源输出功率突变等)给充电站dc-MG带来冲击，影响其电压稳定性，降低了
母线负载和电力电子变换器的效率和性能，危害系统的安全稳定运行。若能通过与交流微网类比，将虚拟
同步发电机(virtual synchronous generator,VSG)技术应用于充电站dc-MG以增强其惯性，可解决
直流母线电压波动问题，对于提高系统的稳定性和效率意义重大。
[0003] 目前，关于变换器虚拟惯性控制的研究主要集中在交流系统的有功-
频率支持上。常见的虚拟惯性控制策略是将变换器控制为虚拟同步发电机，分析关键控制参数对稳定性的影响，得到其不稳定运行域。国内外学者基于VSG的概念提出了一些新的控制策略来支持交流微网中的功率和频率。但与同步发电机不同，功率变换器不能吸收/传递任何
动能，需要结合额外的储能单元模拟VSG的
转子惯性。此外，直流电容的动态特性可为
电网提供惯性响应。可利用直流电容的动态特性实现自同步，无需对同步单元进行任何
修改。通过与交流系统类比，可将虚拟惯性控制引入直流变换器来模拟发电机的
转动惯量和阻尼能力。这是增加充电站dc-MG惯性、抑制直流母线电压振荡的有效方法。VSG控制策略不需要精确获取系统参数，且可以消除宽频率区域中的谐振。此外可利用模
块化多电平变换器(modular multi-level converter,MMC)的储能能力来阻尼高压直流系统的电压波动。MMC的端口特性类似一个物理电容，其大小灵活可调，甚至可比变换器中的物理电容大，为高压直流系统操作提供了额外的
自由度。综上所述，通过与交流系统类比，国内外学者已对dc-MG的虚拟惯性控制进行了初步的研究，但该技术在小
信号建模和参数设计方面尚不完善。
[0004] 鉴于此，本发明结合直流电容和直流电机的惯性效应提出了一种适用于线路调节变流器(line regulating converter，LRC)的虚拟直流电机控制，平抑直流电压波动。建立该控制方式下LRC的小信号模型，分析充电站直流变换器的动态响应。提出该控制方式下LRC的二阶简化模型，研究控制参数对控制效果的影响，为参数设计提供理论指导。
发明内容
[0005] 本发明主要解决的技术问题是平抑充电站dc-MG的母线电压波动，提高充电站dc-MG的电压稳定性，并对该控制策略的参数整定提供理论参考，提出一种平抑充电站直流微网电压波动的虚拟直流电机控制方法。
[0006] 为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：
[0007] 通过分析充电站dc-MG的惯量来源，结合电机的运行原理提出虚拟直流电机控制策略的基本原理；
[0008] 建立该控制下LRC
电路的小信号模型，推导出直流电压与输出
电流之间的小信号传递函数，分析充电站受到扰动时母线电压的动态特性；
[0009] 对小信号模型进行简化得到该系统的二阶模型，并利用其零极点分布分析控制参数对动态响应过程的影响，用于指导控制参数的选取。
[0010] 进一步地，直流系统的惯量来源具体为：
[0011] 直流系统中的直流电机提供必要的惯量，缓解直流电压的波动；直流电机模型等效电路方程及转矩方程如式(1)和式(2)；其中，vf、if、Rf分别为直流电机励磁电压、励磁电流和励磁绕组
电阻，vvir、Ra、vout和iout分别为
电枢绕组内电势、电枢绕组电阻、
输出电压和输出电流；Tvm、Te分别为机械转矩和电磁转矩，Ddamp、J分别为阻尼系数和惯量系数，ω为转速，ωon为转速额定值；CT、 分别为转矩系数和磁通；
[0012]
[0013]
[0014]
[0015] 当转速稳定时，由式(1)可知，电枢绕组内电势vvir和输出电压vout保持稳定；由(2)可知，当直流电机处于稳态运行状态时，电机转速稳定在额定值，电机的阻尼转矩Td和惯量转矩Tiner均为零，机械转矩和电磁转矩相互平衡；将式(1)带入式(2)可得式(3)，其中Pvm、Pe分别为Tvm、Te对应的机械功率和电磁功率，von为直流电机输出电压额定值；在电机受到扰动时，转子提供转矩Tiner，抑制转子转速的波动和vout振荡；
[0016] 电容端口电压与其存储的
电能有如式(4)所示的关系；其中，Wc为电容存储的电能，C为电容值，udc为端口电压；当dc-MG的电压受到扰动时，电容可通过吸收或者释放
能量提供能量支持，抑制直流电压的变化；
[0017]
[0018] 对公式(4)求导可得到如式(5)所示的直流电容端口动态特性关系式，其中Pmc为电容输入功率，Pec为电容输出功率，voutc为电容端口电压；通过与式(3)比较可知，电机转子的机械能与电容器储存的电能都与电压的微分项有关，因此，系统中的直流电容可类比为电机的储能载体——转子，它具有直流电机的惯量特性，为直流电压提供惯量；
[0019]
[0020] 因此，在直流系统中，惯量主要有两个来源：直流电容及直流电机转子。
[0021] 进一步地，虚拟直流电机控制的基本原理具体为：
[0022] 结合式(3)和式(5)可知，当充电站dc-MG受到干扰时，直流电机转子和直流电容都提供能量支持，补偿功率波动中的低频分量和高频分量，避免直流电压的快速波动和电能
质量的恶化；电机的转动惯量和电容器的惯性提高dc-MG的惯性；因此，以增强系统惯量和阻尼为目标的虚拟惯量控制被认为是抑制直流电压波动的有效方法；在该控制策略的作用下，LRC被视为一个能量
缓冲器，不仅抑制因电动汽车负荷投切引起的电压波动，同时隔离因功率扰动引起的电压振荡在变换器输入、输出端口间的传播；
[0023] 结合电容和直流电机的特点，根据式(2)和(3)，提出了虚拟直流电机控制，其控制方程如式(6)所示，Tvm为
虚拟机械转矩，Tvd为虚拟阻尼转矩，Tiner为虚拟惯量转矩，J为虚拟惯量参数，Ddamp为虚拟阻尼参数，Vdcn为LRC输出电压额定值；将Boost电路类比为直流电机电路模型；系统中的直流电容类比为电机的虚拟转子，模拟惯量转矩Tiner，增加系统的惯量；在控制环路中引入虚拟阻尼转矩Tvd，模拟式(2)中的阻尼绕组，提高系统的阻尼特性；
[0024]
[0025] 概念模型及控制
框图包括：直流电机部分、电压外环控制和电流内环控制；vref为电压参考值，电压外环和电流内环通过比例积分
控制器分别实现对电压、电流信号的
跟踪，Gv(s)＝kvp+s/kip为电压外环比例积分控制器，Gi(s)＝kip+s/kii为电流内环比例积分控制器；k为转换系数，Kpwm为PWM调制增益；值得注意的是，此时系统中的惯量不仅受系统电容的影响，同时也受参数J的控制；公式(7)为电磁转矩Te的计算公式；
[0026]
[0027] 虚拟直流电机控制的机械部分，实现虚拟转子的转矩、转速平衡；而在电气部分，根据式(1)将转速平衡转变为电压平衡，增强直流电压惯性；此外，Ddamp模拟阻尼绕组，在系统存在电压偏差时提供必要的阻尼，阻尼电压振荡；根据式(6)，在稳态过程中电压恒定，虚拟惯性转矩Tiner为0；因此电压稳定性取决于Tvd；当直流电压不等于von时，提供与电压偏差相关的阻尼转矩Tvd以补偿由功率干扰引起的电压波动，直到vout和von相同，这表明Tvd可以消除电压偏差；此外，Ddamp越大，由相同功率扰动引起的电压偏差越小；另一方面，Tiner是虚拟惯性转矩，它与电压振荡频率有关；当暂态过程存在振荡时产生Tiner抑制振荡；较大的J和振荡频率都会产生更多的惯性转矩；J越大系统响应越慢，控制器有更多时间调节电压偏差；
[0028] 因此，虚拟阻尼转矩Tvd主要补偿由恒阻抗负载引起的与电压相关的转矩，即功率波动中的低频分量；虚拟惯性转矩Tiner补偿与振荡频率相关的功率，即功率变化中的高频分量；以此平抑直流电压波动。
[0029] 进一步地，虚拟直流电机控制建模与动态特性分析具体为：
[0030] 忽略变换器能量损耗，根据LRC
输入侧和
输出侧的功率平衡关系，可得式(8)：
[0031]
[0032] 进而得到Δim与Δiout之间的关系，表示为：
[0033]
[0034] 式中Vs为LRC
电源电压额定值，Vdcn为LRC输出电压额定值；
[0035] 对公式(7)线性化处理可得：
[0036]
[0037] 对公式(8)～(9)进行线性化处理后，结合公式(10)，得到LRC的小信号模型，输出电流Δiout通过三个环路影响Δvout；三个环路为环路1：Δiout1、环路2：Δiout2和环路3：Δiout3，其传递函数TF(s)分为三个部分：
[0038]
[0039] 结合式(10)，得到Δiout和Δvout间的传递函数：
[0040]
[0041]
[0042]
[0043] 其中，Tvi(s)，Tiv(s)和Hvir(s)分别为：
[0044]
[0045]
[0046]
[0047] 由式(12)和式(13)可知，控制环路1和控制环路2的作用可以相互抵消，因此，TF(s)＝TFloop3(s)；
[0048] 系统有一对主导极点，为λ1和λ2，当系统的主导极点为一对共轭复根时，随着J的增大，阻尼效果增强，此时惯性效应还未得到充分的体现；当系统的主导极点变为两个负实根之后，随着J的增加向虚轴移动的极点成为唯一的主极点，但是它不会越过虚轴，此时系统可等效为一阶系统，系统的调整时间随着J的增大逐渐增大，表示系统的惯性逐渐增强。因此，系统的阻尼和惯量受控制参数J和Ddamp的影响；随着J和Ddamp增大，系统的惯量和阻尼逐渐增大，抑制振荡的能力逐渐增强，系统的稳定性逐渐提高。此外，系统存在两个主导极点(λ1和λ2)，因此该系统可由简化的二阶模型等效；
[0049] Δvout和电压参考值变化量Δvref之间的传递函数G(s)如式(18)所示；
[0050]
[0051] 其中：
[0052]
[0053] k1，k2，k3，K的定义见式(20)；
[0054]
[0055] Gvd(s)，Aio(s)和Gisd(s)的定义见式(21)；
[0056]
[0057] 可知随着J增大，超调量逐渐减小，电压调节时间先逐渐减小，系统可等效为二阶系统，系统阻尼随着J的增大逐渐增大，此时惯性效应还未得到充分的体现；之后随着J增大，电压调节时间逐渐增大，系统表现出过阻尼特性，此时系统可等效为一阶系统；系统时间常数随J的增大逐渐增大，惯性逐渐增强；同样，随着Ddamp的增大，母线电压的超调逐渐减小，波动变得更平缓，上升时间逐渐增大，表明系统的阻尼逐渐增大，直至计入过阻尼状态；通过以上分析可知，控制参数J和Ddamp共同决定了系统的惯量和阻尼特性；通过调节J和Ddamp获得合理的时域响应指标。
[0058] 进一步地，二阶简化模型具体为：
[0059] 用虚拟直流电机的电气部分代替响应快速的电流内环，为简化分析过程，将整个直流网络的负载表示为Rload；得到二阶等效模型；LRC输出电流iout和输出电压vout的小信号传递函数如式(22)，其详细表达如式(23)；
[0060]
[0061]
[0062] 由式(23)可知，当J、Ddamp大于0时，Td(s)分母系数均大于零，根据劳斯判据，系统是小信号稳定，因此极点在向虚轴靠近的过程中不会越过虚轴；该二阶等效模型能够准确地反应主导极点的阻尼特性和变化趋势；因此可通过该简化模型进行暂态响应分析，同时可根据具体的动态响应指标获得相应的控制参数，用于指导控制参数的整定。
[0063] 与
现有技术相比，本发明的有益效果至少包括：本发明不仅能够提高充电站dc-MG的阻尼与惯量，增强系统的稳定性，而且能够根据需要确定系统的控制参数。
附图说明
[0064] 为了更清楚地说明本发明
实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0065] 图1是本发明所述的充电站dc-MG单母线结构；
[0066] 图2是本发明所述的直流电机电路模型；
[0067] 图3是本发明所述的虚拟直流电机概念模型及控制框图；
[0068] 图4是本发明所述的虚拟直流电机控制小信号模型；
[0069] 图5是本发明所述的TF(s)零极点分布；
[0070] 图6是本发明所述的G(s)的单位阶跃响应；
[0071] 图7是本发明所述的LRC二阶小信号模型；
[0072] 图8是本发明所述的Td(s)零极点分布。
具体实施方式
[0073] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例和附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。需要说明的是，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0074] 下面结合附图说明本发明的具体实施方式。
[0075] 充电站直流微网结构如图1所示，LRC通过分布式控制对电源电压进行变换。uS和iS分别为电源电压和电源电流，uo和io分别为LRC输出电压和输出电流。LS和RS为LRC输入侧电感及其电阻，Le和Re为LRC输出侧线路电感及其电阻，CS为LRC输入侧电容。负载点变流器将母线电压变换为负载需要的电压，模拟恒功率负载(constant power load,CPL)。Lc和Rc为CPL输入侧电感及其电阻，iCPL和uin分别为CPL输入侧电流和电压。udc_bus为直流母线电压。
[0076] (一)充电站dc-MG其惯量的来源
[0077] 直流系统中的直流电机可提供必要的惯量，缓解直流电压的波动。直流电机模型如图2所示，其等效电路方程及转矩方程如式(1)和式(2)。其中，vf、if、Rf分别为直流电机励磁电压、励磁电流和励磁绕组电阻，vvir、Ra、vout和iout分别为电枢绕组内电势、电枢绕组电阻、输出电压和输出电流。Tvm、Te分别为机械转矩和电磁转矩，Ddamp、J分别为阻尼系数和惯量系数，ω为转速，ωon为转速额定值。CT、分别为转矩系数和磁通。
[0078]
[0079]
[0080]
[0081] 当转速稳定时，由式(1)可知，电枢绕组内电势vvir和输出电压vout保持稳定；由(2)可知，当直流电机处于稳态运行状态时，电机转速稳定在额定值，电机的阻尼转矩Td和惯量转矩Tiner均为零，机械转矩和电磁转矩相互平衡。将式(1)带入式(2)可得式(3)，其中Pvm、Pe分别为Tvm、Te对应的机械功率和电磁功率，von为直流电机输出电压额定值。在电机受到扰动时，转子可以提供转矩Tiner，抑制转子转速的波动和vout振荡。
[0082] 电容端口电压与其存储的电能有如式(4)所示的关系。其中，Wc为电容存储的电能，C为电容值，udc为端口电压。当dc-MG的电压受到扰动时，电容可通过吸收或者释放能量提供能量支持，抑制直流电压的变化。
[0083]
[0084] 对公式(4)求导可得到如式(5)所示的直流电容端口动态特性关系式，其中Pmc为电容输入功率，Pec为电容输出功率，voutc为电容端口电压。通过与式(3)比较可知，电机转子的机械能与电容器储存的电能都与电压的微分项有关，因此，系统中的直流电容可类比为电机的储能载体——转子，它具有直流电机的惯量特性，可为直流电压提供惯量。
[0085]
[0086] 因此，在直流系统中，惯量主要有两个来源：直流电容及直流电机转子。
[0087] (二)虚拟直流电机控制基本原理
[0088] 结合式(3)和式(5)可知，当充电站dc-MG受到干扰时，直流电机转子和直流电容都可提供能量支持，补偿功率波动中的低频分量和高频分量，避免直流电压的快速波动和电能质量的恶化。电机的转动惯量和电容器的惯性可以提高dc-MG的惯性。因此，以增强系统惯量和阻尼为目标的虚拟惯量控制被认为是抑制直流电压波动的有效方法。在该控制策略的作用下，LRC被视为一个能量缓冲器，不仅可以抑制因电动汽车负荷投切引起的电压波动，同时可以隔离因功率扰动引起的电压振荡在变换器输入、输出端口间的传播。
[0089] 本文结合电容和直流电机的特点，根据式(2)和(3)，提出了虚拟直流电机控制，其控制方程如式(6)所示，Tvm为虚拟机械转矩，Tvd为虚拟阻尼转矩，Tiner为虚拟惯量转矩，J为虚拟惯量参数，Ddamp为虚拟阻尼参数，Vdcn为LRC输出电压额定值。将Boost电路类比为直流电机电路模型。系统中的直流电容类比为电机的虚拟转子，模拟惯量转矩Tiner，增加系统的惯量。在控制环路中引入虚拟阻尼转矩Tvd，模拟式(2)中的阻尼绕组，提高系统的阻尼特性。
[0090]
[0091] 概念模型及控制框图如图3所示，主要包括：直流电机部分、电压外环控制(vref为电压参考值)和电流内环控制。电压外环和电流内环通过比例积分控制器分别实现对电压、电流信号的跟踪，Gv(s)＝kvp+s/kip为电压外环比例积分控制器，Gi(s)＝kip+s/kii为电流内环比例积分控制器。k为转换系数，Kpwm为PWM调制增益。值得注意的是，此时系统中的惯量不仅受系统电容的影响，同时也受参数J的控制。公式(7)为电磁转矩Te的计算公式。
[0092]
[0093] 如图3所示，虚拟电机控制的机械部分，实现虚拟转子的转矩、转速平衡；而在电气部分，根据式(1)将转速平衡转变为电压平衡，增强直流电压惯性。此外，Ddamp模拟阻尼绕组，在系统存在电压偏差时提供必要的阻尼，阻尼电压振荡。根据式(6)和图3，在稳态过程中电压恒定，虚拟惯性转矩Tiner为0。因此电压稳定性取决于Tvd。当直流电压不等于von时，提供与电压偏差相关的阻尼转矩Tvd以补偿由功率干扰引起的电压波动，直到vout和von相同，这表明Tvd可以消除电压偏差。此外，Ddamp越大，由相同功率扰动引起的电压偏差越小。另一方面，Tiner是虚拟惯性转矩，它与电压振荡频率有关；当暂态过程存在振荡时产生Tiner抑制振荡。较大的J和振荡频率都会产生更多的惯性转矩。J越大系统响应越慢，控制器有更多时间调节电压偏差。
[0094] 因此，虚拟阻尼转矩Tvd主要补偿由恒阻抗负载引起的与电压相关的转矩，即功率波动中的低频分量。虚拟惯性转矩Tiner补偿与振荡频率相关的功率，即功率变化中的高频分量。以此平抑直流电压波动。
[0095] (三)虚拟直流电机控制建模与动态特性分析
[0096] 忽略变换器能量损耗，根据图3中LRC输入侧和输出侧的功率平衡关系，可得式(8)：
[0097]
[0098] 进一步可得到Δim与Δiout之间的关系，表示为：
[0099]
[0100] 式中Vs为LRC电源电压额定值，Vdcn为输出电压额定值。
[0101] 对公式(7)线性化处理可得：
[0102]
[0103] 对公式(8)～(9)和图3进行线性化处理后，结合公式(10)，可以得到LRC的小信号模型，如图4所示。输出电流Δiout通过三个环路(环路1：Δiout1，环路2：Δiout2和环路3：Δiout3)影响Δvout。其传递函数TF(s)可以分为三个部分：
[0104]
[0105] 结合式(10)，对图4进行简化可以得到Δiout和Δvout间的传递函数：
[0106]
[0107]
[0108]
[0109] 其中，Tvi(s)，Tiv(s)和Hvir(s)分别为：
[0110]
[0111]
[0112]
[0113] 由式(12)和式(13)可知，控制环路1和控制环路2的作用可以相互抵消，因此，TF(s)＝TFloop3(s)。
[0114] 图5为不同参数条件下TF(s)的零极点分布图。由图5(a)可知系统有一对主导极点(λ1和λ2)，当系统的主导极点为一对共轭复根时，随着J的增大，阻尼效果增强，此时惯性效应还未得到充分的体现。当系统的主导极点变为两个负实根之后，随着J的增加向虚轴移动的极点成为唯一的主极点，但是它不会越过虚轴，此时系统可等效为一阶系统。系统的调整时间随着J的增大逐渐增大，表示系统的惯性逐渐增强。同样的变化过程可从图5(b)中观察得到。因此，系统的阻尼和惯量受控制参数J和Ddamp的影响。随着J和Ddamp增大，系统的惯量和阻尼逐渐增大，抑制振荡的能力逐渐增强，系统的稳定性逐渐提高。此外，系统存在两个主导极点(λ1和λ2)，因此该系统可由简化的二阶模型等效。
[0115] Δvout和电压参考值变化量Δvref之间的传递函数G(s)如式(18)所示。
[0116]
[0117] 其中：
[0118]
[0119] k1，k2，k3，K的定义见式(20)。
[0120]
[0121] Gvd(s)，Aio(s)和Gisd(s)的定义见式(21)。
[0122]
[0123] 图6为G(s)的单位阶跃响应。由图6(a)可知随着J增大，超调量逐渐减小，电压调节时间先逐渐减小，此时系统可等效为二阶系统，系统阻尼随着J的增大逐渐增大，此时惯性效应还未得到充分的体现。之后随着J增大，电压调节时间逐渐增大，系统表现出过阻尼特性，此时系统可等效为一阶系统。系统时间常数随J的增大逐渐增大，惯性逐渐增强。同样，在图6(b)中，随着Ddamp的增大，母线电压的超调逐渐减小，波动变得更平缓，上升时间逐渐增大，表明系统的阻尼逐渐增大，直至计入过阻尼状态。通过以上分析可知，控制参数J和Ddamp共同决定了系统的惯量和阻尼特性。可以通过调节J和Ddamp获得合理的时域响应指标。
[0124] (四)二阶简化模型
[0125] 由图5和图6的分析可知，该高阶系统可由二阶系统代替。对图4中的小信号模型进行化简。用虚拟直流电机的电气部分代替响应快速的电流内环，为简化分析过程，将整个直流网络的负载表示为Rload。得到图7所示的二阶等效模型。LRC输出电流iout和输出电压vout的小信号传递函数如式(22)，其详细表达如式(23)。
[0126] Td(s)＝Δvout/Δiout＝k3·g·K·Hvir(s)/[1+k1·Hvir(s)+g·K·Hvir(s)(k·-TvT(s))] (22)
[0127]
[0128] 由式(23)可知，当J、Ddamp大于0时，Td(s)分母系数均大于零，根据劳斯判据，系统是小信号稳定，因此极点在向虚轴靠近的过程中不会越过虚轴。零极点分布如图8所示，与图5对比可知，该二阶等效模型能够准确地反应主导极点的阻尼特性和变化趋势。因此可通过该简化模型进行暂态响应分析，同时可根据具体的动态响应指标获得相应的控制参数，用于指导控制参数的整定。
[0129] 本发明不仅能够提高充电站dc-MG的阻尼与惯量，增强系统的稳定性，而且能够根据需要确定系统的控制参数。
[0130] 以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明
专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干
变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附
权利要求为准。
