Technisches Gebiet

Bei der Erfindung wird ausgegangen von einem digitalen Mess­gerät zur Verarbeitung der von mindestens einem Messfühler eines unsymmetrischen oberwellenbehafteten elektrischen Ver­sorgungsnetzes abgegebenen analogen Ausgangssignale mit

- einer die analogen Ausgangssignale mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz abtastetenden und die abgetasteten Werte der Ausgangssignale zwischenspeichernden Abtast- und Halte­Schaltung

- einem der Abtast- und Halte-Schaltung nachgeschalteten Analog-­Digital-Wandler zur Digitalisierung der abgetasteten und zwischengespeicherten Werte der Ausgangssignale, und

- einer mit dem Ausgang des Analog-Digital-Wandler verbundenen digitalen Verarbeitungseinheit zur Ermittlung mindestens einer netzspezifischen Grösse aus den zugeführten digitali­sierten Werten der Ausgangssignale.

Stand der Technik

Ein digitales Messgerät der vorstehend genannten Art ist bei­spielsweise bekannt aus J. Weiler: Begriffe und Methoden der Signalbeschreibung und Signalverarbeitung. Bull. SEV/VSE 72 (1981) 9, S. 433-438. Beim bekannten Messgerät werden analoge Ausgangssignale eines elektrischen Versorgungsnetzes, etwa der Strom oder die Spannung einer Netzphase an diskreten Zeit­punkten abgetastet, die abgetasteten Signale digitalisiert und nachfolgend zu einer netzspezifischen Grösse, wie etwa dem Effektivwert oder der Wirkleistung, digital weiterverar­beitet. Ein derartiges Messgerät ist üblicherweise zur opti­mierten Lösung einer einzelnen Messwertverarbeitungsaufgabe, wie etwa der Bestimmung des Effektivwertes oder der Wirklei­stung, ausgelegt und nutzt die Dreiphasennatur des elektrischen Versorgungsnetzes nicht aus, wodurch die Zahl der von einem solchen Messgerät lösbaren Messwertverarbeitungsaufgaben er­heblich eingeschränkt ist. Zudem ist ein solches Messgerät nur zur Verarbeitung von Signalen mit vergleichsweise geringem Oberwellengehalt geeignet, so dass für Netze mit erheblichem Oberwellengehalt spezielle Messgeräte eingesetzt werden müssen. Ferner benötigt das bekannte Messgerät einen analogen Tiefpass zur Vermeidung unerwünschter Aliasfrequenzen, welche bei der Abtastung der Ausgangssignale auftreten. Ein solcher analoger Tiefpass ist nicht nur aufwendig, sondern senkt entweder die Genauigkeit im Durchgangsbereich oder erhöht die unerwünschte Durchlässigkeit im Sperrbereich.

Darstellung der Erfindung

Die Erfindung, wie sie in den Patentansprüchen gekennzeichnet ist, löst die Aufgabe, ein digitales Messgerät der eingangs genannten Art anzugeben, welches bei einfachem Aufbau und projektierbarer Messgenauigkeit zur Lösung aller wichtigen Messwertverarbeitungsaufgaben eines elektrischen Versorgungs­netzes geeignet ist.

Das digitale Messgerät nach der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass ein analoges Filter zur Vermeidung von Aliasfrequen­zen entfällt, dass alle wichtigen Messwertverarbeitungsaufgaben auf der Basis einer einheitlichen Struktur gelöst werden können, dass die Dreiphasennatur des elektrischen Netzes konsequent ausgenützt wird und dass es in symmetrisch und unsymmetrisch belasteten sowie in oberwellenbehafteten Netzen verwendbar ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines in Zeichnuungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Hierbei zeigt:

• Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines in einem elektrischen Versorgungsnetz eingesetzten digitalen Messgerätes nach der Erfindung,
• Fig. 2 eine Schaltung einer digitalen Verarbeitungseinheit des Messgerätes gemäss Fig. 1 zur Ermittlung des Effek­tivwertes, des Effektivwertes der n-ten Harmonischen sowie des Klirrfaktors einer Phase des Versorgungs­netzes,
• Fig. 3 eine Schaltung der digitalen Verarbeitungseinheit des Messgerätes gemäss Fig. 1 zur Ermittlung der Wirk- ­und Blindleistung des Versorgungsnetzes,
• Fig. 4 eine Schaltung der digitalen Verarbeitungseinheit des Messgeätes gemäss Fig. 1 zur Ermittlung der Fre­quenz des Versorungsnetzes,
• Fig. 5 eine Schaltung der digitalen Verarbeitungseinheit des Messgerätes gemäss Fig. 1 zur Ermittlung der Mit­komponente, der Gegenkomponente und des Asymmetrie­verhältnissses, und
• Fig. 6 eine Schaltung der digitalen Verarbeitungseinheit des Messgerätes gemäss Fig. 1 zur Ermittlung der Null­komponente.

Weg zur Ausführung der Erfindung

In Fig. 1 bezeichnet 1 einen dreiphasigen Leiter eines elek­trischen Versorgungsnetzes, in dem ein dreiphasiger Strom der Nennkreisfrequenz ω₁ fliesst. Die Werte der Phasenströme und/oder -spannungen des Leiters 1 des Versorgungsnetzes werden über Strom- und Spannungswandler 2 sowie gegebenenfalls vor­gesehene Zwischenwandler 3 dem Eingang einer Abtast- und Halte­Schaltung 4 des digitalen Messgerätes nach der Erfindung zuge­führt. In der Abtast- und Halte-Schaltung 4 werden die Phasen­ströme und/oder -spannungen mit einer vorgegebenen Abtast­frequenz ω_S abgetastet und zwischengespeichert. In einem der Abtast- und Halte-Schaltung 4 nachgeschalteten Analog-­Digital-Wandler 5 werden die abgetasteten und zwischengespei­cherten Werte der Phasenströme und/oder -spannungen digitali­siert und nachfolgend einer digitalen Verarbeitungseinheit 6 zugeführt, in der sie zur Lösung der in elektrischen Ver­sorgungsnetzen auftretenden Messwertverarbeitungsaufgaben, wie der Bestimmung des Effektivwertes, des Effektivwertes der n-ten Harmonischen und des Klirrfaktors von Strom und/oder Spannung einer Phase, der Wirk- und Blindleistung, der Frequenz, der Mit- und/oder Gegenkomponente, des Asymmetrieverhältnisses und der Nullkomponente des Versorgungsnetzes verarbeitet werden.

Die digitale Verarbeitungseinheit 6 weist einen Frequenzver­schiebungsblock 7 auf, in dem die während einer Periode T₁ des Stromes oder der Spannung des Versorgungsnetzes von der Abtast- und Halte-Schaltung 4 abgetasteten und vom Analog-Digi­tal-Wandler 5 abgegebenen Werte einer Frequenzverschiebung unterzogen werden. Bei der Frequenzverschiebung werden die Frequenzen ω_i, mit i = 1, ..., n der Harmonischen des Versor­gungsnetzes zu einem Gleichsignal DC verschoben, welches für die Lösung einer zugeordneten Messwertverarbeitungsaufgabe spezifisch ist. In einer dem Frequenzverschiebungsblock 7 nachgeschalteten Filteranordnung 8 werden vom Gleichsignal DC abweichende störende Frequenzen unterdrückt, in einen digitalen Tiefpass 100 die Harmonischen und in einer dem Tiefpass 100 nachgeschalteten Bandsperre 110 die bei der Abtastung mit der Abtast- und Halte-Schaltung 4 gebildeten Aliasfrequenzen. In einer der Filteranordnung 8 nachgeschalteten Verarbeitungs­vorrichtung 9 werden schliesslich die frequenzverschobenen und gefilterten Gleichsignale DC nach Massgabe der zu lösenden Messwertverarbeitungsaufgabe verarbeitet und nachfolgend als zu bestimmende netzspezifische Grösse ausgegeben.

Ein derartig aufgebautes Messgerät zeichnet sich dadurch aus, dass es alle in einem elektrischen Versorgungsnetz zu lösenden Messwertverarbeitungsaufgaben auf der Grundlage einer aus Frequenzverschiebungsblock 7, Filteranordnung 8 und Verarbei­tungsvorrichtung 9 bestehenden, einheitlich aufgebauten digi­talen Verarbeitungseinheit 6 löst. Wie nachfolgend erläutert, kann eine solche digitale Verarbeitungseinheit 6 vorzugsweise aus einem Basissatz geläufiger, in Programmbibliotheken verfüg­barer Funktionsblöcken aufgebaut sein. Aufwendige analoge Anti-Aliasing-Filter welche sonst Grundvoraussetzung für eine genaue Lösung der Messwertverarbeitungsaufgaben in elektrischen Netzen sind, können entfallen. Darüber hinaus lässt sich ein solches Messgerät unter konsequenter Ausnützung der Dreiphasen­natur eines elektrischen Versorgungsnetzes sowohl in symmetrisch als auch in unsymmetrisch belasteten Netzen einsetzen. Hierbei wird die grösste auswertbare Oberwelle im wesentlichen lediglich durch die Abtastrate der Abtast- und Halte-Schaltung 4, die Bandbreite der verarbeiteten Signale und die Auflösung des Analog-Digital-Wandlers 5 begrenzt.

Der Basissatz der Funktionsblöcke enthält hierbei zweckmässiger­weise mindestens einen Summierer, einen Summierer mit Konstant­faktormultiplikation, einen Multiplizierer, einen Dividierer, einen Radizierer, einen Mittelwertbildner, einen PI-Regler, einen Koordinatenwandler, einen Signalgenerator und einen Funktionsblock zur Lösung einer Differenzengleichung zweiter Ordnung.

In den Figuren 2 bis 6 sind nun aus derartigen Funktionsblöcken bestehende Schaltungen der digitalen Verarbeitungseinheit 6 dargestellt, welche in einfacher Weise die Lösung aller Mess­wertverarbeitungsaufgaben in elektrischen Versorgungsnetzen mit hoher Genauigkeit ermöglichen.

Mit der in Fig. 2 dargestellten Schaltung kann der Effektiv­wert U_a,rms der Phasenspannung U_a des Versorgungsnetzes er­mittelt werden sowie entsprechend der Effektivwert U_n der n-ten Harmonischen und der Klirrfaktor D_c. Entsprechendes gilt auch für die anderen Phasen S und T sowie für die Pha­senströme.

Die dargestellte Schaltung enthält im Frequenzverschiebungsblock 7 einen als Quadrierer ausgebildeten Multiplizierer 122, an dessen Eingang die digitalisierten Werte der Spannung U_a der Phase R des Versorgungsnetzes anstehen, sowie einen dem Multi­plizierer 122 nachgeschalteten Mittelwertbildner 132, dessen Ausgang über einen Tiefpass 102 und eine Bandsperre 112 der Filteranordnung 8 auf den Eingang eines Radizierers 142 der Verarbeitungsvorrichtung 9 wirkt. Am Ausgang des Radizierers 142 tritt ein dem Effektivwert der Spannung der Phase R propor­tionales Signal auf.

Darüber hinaus enthält die in Fig. 2 dargestellte Schaltung im Frequenzverschiebungsblock 7 auch einen RST-dq-Koordinaten­wandler 152, an dessen Eingängen die den drei Phasen R, S, T des Versorgungsnetzes zugeordneten digitalisierten Signale der Spannung U_a, U_b, U_c anstehen sowie Referenzsignale sinω_Rt und cosω_Rt, mit ω_R = nω₁, wobei n = 1, 2, ..., welche repräsen­tativ für einen zeitveränderlichen Winkel ε zwischen dem RST- ­und dem dq-Koordinatensystem sind. Ein am Ausgang für die direkte Koordinate des RST-dq-Koordinatenwandlers 152 auf­tretendes Signal U_nd wirkt über einen Tiefpass 102ʹ und eine Bandsperre 112ʹ auf einen als Quadrierer ausgeführten Multi­plizierer 122ʹ. Ein am quadratischen Ausgang des RST-dq-Koor­dinatenwandlers 152 auftretendes Signal U_nq wirkt über einen Tiefpass 102ʺ und eine Bandsperre 112ʺ auf einen ebenfalls als Quadrierer ausgebildeteten Multiplizierer 122ʺ. Die Ausgänge der beiden Multiplizierer 122ʹ und 122ʺ sind jeweils mit dem Eingang eines Summierers 162 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Radizierers 142ʹ verbunden ist, an dessen Ausgang ein dem Effektivwert U_n der Phasenspannung propor­tionales Signal auftritt.

Falls der Winkel zwischen dem RST- und dem dq-Koordinatensystem gleich ω₁t ist wirkt der Ausgang des Summierers 162 auch auf einen ersten Eingang eines Dividierers 172, dessen zweitem Eingang ein Eingangssignal des Radizierers 142 zugeführt ist. Der Ausgang des Dividierers 172 wirkt auf einen ersten Eingang eines Summierers mit Konstantfaktormultiplikation 182, dessen zweitem Eingang das Signal -1 zugeführt wird und dessen Ausgang ein dem Quadrat des Klirrfaktors D_c proportionales Signal abgibt.

Mit der in Fig. 3 dargestellten Schaltung können die Wirklei­stung P und die Blindleistung Q des elektrischen Versorgungs­netzes bei Abwesenheit von Nullkomponenten bestimmt werden. Die dargestellte Schaltung enthält im Frequenzverschiebungsblock 7 einen RST-dq-Koordinatenwandler 153, an dessen Eingängen die den drei Phasen R, S, T des elektrischen Versorgungsnetzes zugeordneten digitalisierten Stromwerte I_a, I_b und I_c anliegen sowie als Referenzsignale verwendete Ausgangssignale U·sinω_Rt und U·cosω_Rt eines RST-α,β-Koordinatenwandlers 153ʹ, an dessen Eingängen die den drei Phasen R, S, T des Versorgungsnetzes zugeordneten Spannungsignale U_a, U_b, U_c anliegen. Der Ausgang des RST-dq-Koordinatenwandlers 153 für die direkte Koordinate gibt über einen Tiefpass 103 und eine Bandsperre 113 der Fil­teranordnung 8 ein die Wirkleistung P repräsentierendes Aus­gangssignal ab. Der Ausgang des RST-dq-Koordinatenwandlers 153 für die quadratische Koordinate gibt über einen Tiefpass 103ʹ und eine Bandsperre 113ʹ ein die Blindleistung Q reprä­sentierendes Ausgangssignal ab.

Mit der in Fig. 4 dargestellten Schaltung kann die Netzfrequenz ω des elektrischen Versorgungsnetzes ermittelt werden. Die dargestellte Schaltung enthält im Frequenzverschiebungsblock 7 einen RST-dq-Koordinatenwandler 154, an dessen Eingängen die den drei Phasen des Versorgungsnetzes zugeordneten digitali­sierten Spannungswerte U_a, U_b, U_c anliegen sowie als Referenz­signale verwendete Ausgangssignale sinω_Rt und cosω_Rt eines als VCO wirkenden Signalgenerators 194. Der für die quadra­tische Koordinate vorgesehene Ausgang q des RST-dq-Koordinaten­wandlers 154 ist dem Eingang eines als Schleifenfilter wir­kenden PI-Reglers 204 zugeführt. Ein am Ausgang des PI-Reglers 204 anstehendes Signal Δω ist einerseits über einen Tiefpass 104 und eine Bandsperre 114 der Filteranordnung 8 an einen Ausgang des digitalen Messgerätes geführt, welcher ein der Netzfrequenz ω des Versorgungsnetzes proportionales Signal abgibt, und andererseits an einem ersten Eingang eines Sum­mierers 164, dessen zweitem Eingang ein der Nennkreisfrequenz ω₁ des Versorgungsnetzes proportionales Signal zugeführt ist, und dessen Ausgangssignal ω_R = ω₁ + Δω auf einen Eingang des Signalgenerators 194 wirkt.

Mit der in Fig. 5 dargestellten Schaltung können die Mitkompo­nente I₊, die Gegenkomponente I_- und das Asymmetrieverhältnis I_-/I₊ des elektrischen Versorgungsnetzes bestimmt werden.

Die dargestellte Schaltung enthält im Frequenzverschiebungsblock 7 einen ersten RST-dq-Koordinatenwandler 155, an dessen Ein­gängen die den drei Phasen des Versorgungsnetzes zugeordneten digitalisierten Stromwerter I_a, I_b und I_c anstehen sowie Re­ferenzsignale sinω_Rt und cosω_Rt, mit ω_R = ω₁, welche repräsen­tativ sind für einen zeitveränderlichen Winkel ω₁t zwischen dem RST und dem dq-Koordinatensystem. Ein am Ausgang des RST-­dq-Koordinatenwandlers 155 für die direkte Koordinate anste­hendes und der direkten Stromkomponente I_d proportionales Signal wirkt über einen Tiefpass 105 und eine Bandsperre 115 der Filteranordnung 8 auf einen als Quadrierer ausgebildeten Multiplizierer 125 der Verarbeitungsvorrichtung 9. Der Ausgang des Multiplizierers 125 ist mit einem ersten Eingang eines Summierers 165 verbunden. Ein am Ausgang des RST-dq-Koordinaten­wandlers 155 für die quadratische Koordinate anstehendes und der quadratischen Stromkomponente I_q proportionales Signal wirkt über einen Tiefpass 105ʹ und eine Bandsperre 115ʹ der Filteranordnung 8 auf einen als Quadrierer ausgebildeten Multi­plizierer 125ʹ der Verarbeitungsvorrichtung 9. Der Ausgang des Multiplizierers 125' ist mit dem zweiten Eingang des Sum­mierers 165 verbunden. Am Ausgang des Summierers 165 tritt ein dem Quadrat der Mitkomponente I₊ proportionales Signal auf, welches in einem nachgeschalteten Radizierer 145 der Verarbeitungsvorrichtung 9 radiziert wird.

Im Frequenzverschiebungsblock 7 ist ferner ein RST-qd-Koordi­natenwandler 155ʹ vorgesehen, an dessen Eingängen entsprechend dem RST-dq-Koordinatenwandler 155 in die Signale I_a, I_b, I_c anliegen sowie Referenzsignale sinω_Rt und cosω_Rt. Ein am Ausgang des RST-qd-Koordinatenwandlers 155ʹ für die quadratische Koordi­nate anstehende und der quadratischen Stromkomponente I_q propor­tionales Signal wirkt über einen Tiefpass 105ʺ und eine Band­sperre 115ʺ der Filteranordnung 8 auf einen als Quadrierer ausgebildeten Multiplizierer 125ʺ der Verarbeitungseinrichtung 9. Der Ausgang des Multiplizierers 125ʺ ist mit einem ersten Eingang eines Summierers 165ʹ verbunden. Ein am Ausgang des RST-qd-Koordinatenwandlers 155ʹ für die direkte Koordinate anstehendes und der direkten Stromkomponente I_d proportio­nales Signal wirkt über einen Tiefpass 105‴ und eine Band­sperre 115‴ der Filteranordnung 8 auf einen als Quadrierer ausgebildeten Multiplizierer 125‴. Der Ausgang des Multipli­zierers 125‴ ist mit dem zweiten Eingang des Summierers 165ʹ verbunden. Am Ausgang des Summierers 165ʹ tritt ein dem Quadrat der Gegenkomponente I_- proportionales Signal auf, welches in einem nachgeschalteten Radizierer 145ʹ der Verarbeitungs­einheit 9 radiziert wird.

Zur Ermittlung des Asymmetrieverhältnisses I_-/I₊ weist die Schaltung gemäss Fig. 5 einen eingangsseitig mit den Ausgängen der Radizierer 145 und 145ʹ verbundenen Dividierer 175 auf.

Die in Fig. 6 dargestellte Schaltung enthält im Frequenzver­schiebungsblock 7 eine Schaltungsanordnung, welche gebildet ist von einem Summierer mit Konstantfaktormultiplikation 186, zwei jeweils als Quadrierer ausgebildeten Multiplizierern 126 und 126ʹ, einem Verzögerungsglied 216 mit einer Zeitver­zögerung von 1/4 der Periode T₁ des Versorgungsnetzes und einem Summierer 166. Bei dieser Schaltung stehen an den Ein­gängen des Summierers mit Konstantfaktormultiplikation 186 die den Phasenströmen I_a, I_b und I_c proportionalen digitalen Signale an. Der Ausgang des Summierers mit Konstantfaktor­multiplikation 186 ist einerseits über den Multiplizierer 126ʹ mit einem ersten Eingang des Summierers 166 und anderer­seits über das Verzögerungsglied 216 und den dem Verzögerungs­glied 216 nachgeschalteten Multiplizierer 126 mit einem zweiten Eingang des Summierers 166 verbunden. Der Ausgang des Summierers 166 wirkt über einen Tiefpass 106 und eine Bandsperre 116 der Filteranordnung 8 auf einen in der Verarbeitungsvorrichtung 9 vorgesehenen Radizierer 146, an dessen Ausgang ein der Nullkom­ponente I_o proportionales Signal ansteht.

Die in den vorstehenden Schaltungen vorgesehenen Tiefpässe 100, 102, 102ʹ, 102ʺ, 103, 103ʹ, 104, 105, 105ʹ, 105ʺ, 105‴ und 106, Bandsperren 110, 112, 112ʹ, 112ʺ, 113, 113ʹ, 114, 115, 115ʹ, 115ʺ, 115‴ und 116 und das Verzögerungsglied 216 weisen jeweils einen die Differenzengleichung berechnenden Funktionsblock auf.

Ein solcher Funktionsblock weist Eingänge auf zur Eingabe der Koeffizienten a_o, a₁, a₂, b₁ und b₂ sowie einer an dis­kreten Zeitpunkte 1, 2, ... gemessenen Eingangsgrösse i(k), k = 1, 2, ... Dieser Funktionsblock ermittelt zum Zeitpunkt k eine Ausgangsgrösse o(k) nach folgender Gleichung:

o(k) = - b₁o(k-1) - b₂o(k-2) + a_oi(k) + a₁i(k-1) + a₂i(k-2),

wobei o(k-1) bzw. i(k-1) die zum Zeitpunkt k-1 bzw.

    o(k-2) bzw. i(k-2) die zum Zeitpunkt k-2

ermittelten Werte von o bzw. i sind.

Je nach Wahl der Eingabegrösse lässt sich ein solcher Funktions­block den an ihn gestellten Anforderungen entsprechend program­mieren.

Für die Tiefpässe wird eine z-Transformation verwendet und z⁻¹ = exp(-sT_s) gesetzt.

Für die Koeffiziente werden folgende Werte eingegeben:

a_o = 0

a₁ = ω_o T_s √2 exp(-ω_oT_s/ √2) · sin(ω_oT_s/ √2)

a₂ = 0

b₁ = - 2 exp(-ω_oT_s) · cos(ω_oT_s/ √2), und

b₂ = exp(-ω_oT_s √2).

Hierbei bedeuten

T_s die Abtastperiode der Abtast- und Halte-Schaltung 4 und s die Variable der Uebertragungsfunktion eines Tiefpasses zweiter Ordnung mit einem Dämpfungskoeffi­zienten ξ = 1/ √2 und einer Grenzfrequenz ω_o.

Solche Tiefpässe unterdrücken die vom Gleichsignal DC abweichen­den Frequenzen, wie die Harmonischen ω_i mit i = 1, 2, ...

Für die Bandsperren wird eine bilineare z-Transformation ver­wendet,

Für die Koeffizienten werden folgende Werte eingegeben: Hierbei bedeuten

T_s die Abtastperiode der Abtast- und Halte-Schaltung mit der Abtastfrequenz ω_s,

T_br = 2 π/ Δω = 2 π(kω₁-ω_s) mit k = ± 1, ± 2, ... und s die Variable der Uebertragungsfunktion. eines Filters zweiter Ordnung mit dem Dämpfungskoeffizienten ξ . Solche Bandsperren unterdrücken die niedrigste Aliasfrequenz, die im allgemeinen die grösste Amplitude aufweist.

Entsprechend sind auch die Multiplizierer 122, 122ʹ, 122ʺ, 126 und 126ʹ jeweils aus einem Funktionsblock eines geläufigen Typs gebildet. Entsprechendes gilt auch für den Mittelwert­bildner 132, die Radizierer 142, 142ʹ, 145, 145ʹ und 146, die Summierer 162, 164, 165, 165ʹ und 166, die Dividierer 172 und 175, die Summierer mit Konstantfaktormultiplikation 182 und 186, den Signalgenerator 194 und den PI-Regler 204.

Die RST-dq- bzw.αβ -Koordinatenwandler 152, 153, 153ʹ, 154 und 155 sowie der RST-qd-Koordinatenwandler 155ʹ sind jeweils von einem Funktionsblock gebildet, welcher die R,S,T-Werte eines 3-Phasen-System in entsprechende Werte im orthogenalen d,q- bzw. im α, β-Koordinatensystem transformiert. Der Winkel ε zwischen den beiden Koordinatensystemen wird hierbei zugleich so fest gelegt, dass die Werte der R,S,T-Koordinaten in ent­sprechende Werte im orthogonalen α, β-Koordinatensystem trans­formiert sind. In diesem Fall fällt die α-Koordinate mit der R-Koordinate zusammen und gilt für die Transformation das Gleichungssystem:

α = R

β = (1/ √3)S-(1/ √3)T

d = α· cos ε+ βsinε

q = -α· sin ε+ βcosε

Dem Funktionsblock werden die Werte der Koordinaten R (und damit auch α,S,T eingegeben sowie sinε und cosε . Der Funk­tionsblock ermittelt dann die entsprechenden Werte in α, β,- ­bzw. dq-Koordinaten. Bei rotierendem R,S,T-Koordinatensystem rotiert auch das α, β,-System, wohingegen bei geeigneter Eingabe des Winkels ε (nämlich als Sinus und Cosinus) das dq-Koordinatensystem ruht und ein Gleichstromsignal liefert.

Die Transformation von R,S,T- in α, β,- bzw. dq-Koordinaten ist in der Elektrotechnik geläufig und beispielsweise aus dem Taschenbuch der Elektrotechnik, Band 2, Starkstromtechnik, E. Philippow, VEB-Verlag Technik, Berlin, 1966, insbesondere Seite 54 - 60, bekannt.

Die Wirkung des Messgerätes nach Erfindung ist wie folgt:

Die etwa während einer Periode T₁ des Versorgungsnetzes von der Abtast- und Halte-Schaltung 4 erfassten und zwischengespei­cherten digitalen Werte des Stromes und/oder der Spannung einer oder mehrerer Phasen des Leiters 1 des Versorgungsnetzes werden im Frequenzverschiebungsblock 7 von einem harmonische Schwingungen der Frequenzen ω_i, i = 1, 2, ..., zu einem zur erwünschten netzspezifischen Grösse proportionalen Gleich­signal DC verschoben. Wie aus den Schaltungen der Fig. 2 bis 6 ersichtlich ist, weist der Frequenzverschiebungsblock 7 für jede Messwertverarbeitungsaufgabe einen spezifischen Aufbau auf. Von 0 abweichende harmonische Frequenzen werden vom Tief­pass 100 der Filteranordnung 8 zurückgehalten, durch Abtastung mit der Abtast- und Halte-Schaltung 4 entstehende störende Aliasfrequenzen durch die Bandsperre 110 der Filteranordnung 8. Das gefilterte Gleichsignal DC wird nachfolgend schliesslich in der Verarbeitungsvorrichtung 9 entsprechend der zu lösenden Messwertverarbeitungsaufgabe unter Zuhilfenahme der vier Grund­rechnungsarten sowie des Radizierens zur erwünschten netz­spezifischen Grösse weiter verarbeitet.

Bei der Schaltung gemäss Fig. 2 ergibt sich die Verschiebung des im Frequenzverschiebungsblock verarbeiteten Signals zum Gleichsignal bei der Bestimmung des Effektivwertes von Phasen­strom oder Phasenspannung dadurch, dass für jede Harmonische cos(kω₁ + φk), k = 1, 2, ..., zur Grundfrequenz ω₁ des Versor­gungsnetzes die Identität gilt:

    cos²(ω₁t + φ_k) = ½ - cos2(kω₁t + φ_k) = DC - cos2(kω₁t + φ_k)

mit k = 1, 2, ... und φ_k als Phasenwinkel.

Jede Harmonische wird also in ein Gleichsignal DC und ein Signal mit doppelter Frequenz aufgespalten. Da der Effektiv­wert, beispielsweise der Spannung der Phase R, wie folgt defi­niert ist: verschwinden während der Integration über eine Periode T₁ des Versorgungsnetzes die periodischen Terme 2kω₁ ebenso wie die Produkte zwischen den Harmonischen verschiedener Ordnung. Eine Frequenzverschiebung zum Gleichsignal lässt sich daher in einfacher Weise durch Quadrieren der während einer Periode T₁ des Versorgungsnetzes erfassten und dem Frequenzverschie­bungsblock 7 zugeführten Werte des Eingangssignals sowie durch nachfolgende Mittelwertbildung der quadrierten Werte erreichen.

Bei der Ermittlung des Effektivwertes der n-ten Harmonischen werden durch Transformation des R,S,T-Koordinatensystem in das dq-Koordinatensystem Gleichsignale für die direkte und die quadratische Komponente der n-ten Harmonischen erreicht. Für die Phasenspannung U_a erhält man daher an den Ausgängen des R,S,T-dq-Koordinatenwandlers 152 Gleichspannungssignale U_nd und U_nq, welche nach Filtern, Quadrieren, Summieren und Radizieren in einfacher Weise den gewünschten Effektivwert liefern.

Bei der Schaltung gemäss Fig. 3 ergibt sich die Verschiebung des im Frequenzverschiebungsblock 7 verarbeiteten Signals zum Gleichsignal bei der Bestimmung der Wirkleistung P und der Blindleistung Q des elektrischen Versorgungsnetzes ebenfalls durch R,S,T-dq-Transformation, bei der die bei der Netzfrequenz ω gemessenen Strom- und Spannungswerte der Phasen R,S,T in einem Referenz-Koordinatensystem betrachtet werden, welches mit der Nennkreisfrequenz ω₁ des Versorgungsnetzes rotiert. Hierbei wird eine ω-Komponente in eine (ω - ω₁)- und (ω + ω₁)-Kompo­nente aufgespalten, so dass für ω = ω₁ ein Gleichstromsignal resultiert. Bei der Schaltung gemäss Fig. 3 werden nun die den drei Phasen R,S,T zugeordneten Spannungen U_a, U_b und U_c im R,S,T-α,β-Koordinatenwandler 153ʹ zunächst in Referenzsignale U·sinω₁t und U·cosω₁t im mit Nennkreisfrequenz ω₁ rotierenden α , β-Referenz-Koordinatensystem umgewandelt. Durch Eingabe der drei Phasenströme I_a, I_b und I_c und dieser Referenzsig­nale in den R,S,T-dq-Koordinatenwandler 153 erhält man schliess­lich für ω = ω_R = ω₁ am Ausgang von 153 für die direkte Koordinate zur Wirkleistung T und am Ausgang von 153 für die quadratische Komponente zur Blindleistung Q proportionale, ungefilterte Signale.

Bei der Schaltung gemäss Fig. 4 ergibt sich die Verschiebung des im Frequenzverschiebungsblock 7 verarbeiteten Signals zum Gleichsignal bei der Bestimmung der Netzfrequenz ω des Ver­sorgungsnetzes dadurch, dass bei einer R,S,T-dq-Transformation im Koordinatenwandler 154 aus den Spannungssignalen U_a, U_b, U_c eine quadratische Komponente q gewonnen wird, welche propor­tional zur Phasenwinkeldifferenz Δϑ zwischen dem gemessenen Signal und dem Signal eines Referenzsystems ist, welches mit der Frequenz ω_R = ω₁ + Δω rotiert:

    q = A· sin ϑ = A · Δϑ .

Dieser Wert q beinhaltet ein Gleichstromsignal. Dieses Gleich­stromsignal dient zur Regelung eines Phase-Locked-Loop, PLL. In diesem Phase-Locked-Loop wirkt der R,S,T,-dq-Koordinaten­wandler 154 als Phasendetektor. Das am Ausgang des Phasendetek­tors für die quadratische Komponente anstehende Signal q wird dem als Filter des PLL dienenden PI-Regler 204 zugeführt. Am Ausgang des PI-Reglers 204 steht die Differenz Δω zwischen der tatsächlichen Frequenz und der Nennkreisfrequenz ω₁ an. Nach Addition der Nennkreisfrequenz ω₁ zum Ausgangssignal Δω des PI-Reglers 204 gelangt das hierbei gebildete Signal ω_R = ω₁ + Δω in den als spannungsgeregelter Oszillator, VCO, des Phase-Locked-Loop, PLL, wirkenden Signalgenerator 194. Die Ausgangssignale sinω_Rt und cosω_Rt des Signalgenerators 194 werden dem R,S,T-dq-Koordinatenwandler 154 als Referenz­signale zugeführt.

Bei der Schaltung gemäss Fig. 5 ergibt sich die Verschiebung des im Frequenzverschiebungsblock 7 verarbeitenden Signals zum Gleichsignal bei der Bestimmung der Mitkomponente I₊ durch die Transformation eines R,S,T-dq-Koordinatenwandlers 155. Hierbei ergeben sich nämlich für die direkte Komponente I_d und die quadratische Komponente I_q folgende Werte:

    I_d = I₊ cos φ₊ + I_- cos( φ_-+2ω₁t)

    I_q = I₊ sin φ₊ - I_- sin( φ_-+2ω₁t).

I_d und I_q weisen daher jeweils einen Gleichstromanteil auf sowie einen nachfolgend in der Filteranordnung 8 entfernbaren Wechselstromanteil der Frequenz 2ω₁.

Bei der Koordinatentransformation durch den R,S,T-qd-Wandler 155ʹ werden Signale I_q und I_d erhalten, welche lediglich einen von der Gegenkomponente I_- abhängigen Gleichstromanteil ent­halten.

Bei der Schaltung gemäss Fig. 6 ergibt sich die Verschiebung des im Frequenzverschiebungsblock 7 verarbeiteten Signals zum Gleichsignal bei der Bestimmung der Nullkomponente

    I_o = 1/3 (I_a + I_b + I_c)

durch die Nachbildung der ein Gleichsignal liefernden Iden­tität

    i(t) + i(t+T₁/4) = I [cos²( ω₁t + φ₁) + cos²( ω₁t + φ₁+ )] = I,

in einer das Verzögerungsglied 216, die beiden Multiplizierer 126 und 126ʹ und den Summierer 166 enthaltenden Schaltung.