发送广播信号的方法和接收广播信号的方法 |
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| 申请号 | CN201310595015.2 | 申请日 | 2009-05-12 | 公开(公告)号 | CN103647920B | 公开(公告)日 | 2017-10-24 |
| 申请人 | LG电子株式会社; | 发明人 | 高祐奭; 文相喆; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及发送广播 信号 的方法和接收 广播信号 的方法。本发明的一个方面涉及以全去交织深度对所接收到的信号的前导码进行时间去交织的方法。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种发送广播信号的方法，该方法包括以下步骤： |
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| 说明书全文 | 发送广播信号的方法和接收广播信号的方法[0001] 本申请是原案申请号为200980150211.0的发明专利申请(国际申请号：PCT/KR2009/002510，申请日：2009年5月12日，发明名称：用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法)的分案申请。 技术领域[0002] 本发明涉及用于发送和接收信号的方法以及用于发送和接收信号的装置，更具体地说，涉及能够提高数据传输效率的发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置。 背景技术[0003] 随着数字广播技术的发展，用户已经接收到高清晰(HD)的运动图像。随着压缩算法的持续发展和硬件性能的提高，未来将向用户提供更好的环境。数字电视(DTV)系统可以接收数字广播信号并向用户提供多种补充业务以及视频信号和音频信号。 [0004] 数字视频广播(DVB：Digital Video Broadcasting)-C2是加入第二代传输系统的DVB家族中的第三个规范。该规范开发于1994年，DVB-C现在已经被部署在全世界范围内的超过5千万个有线电视调谐器中。与其他的DVB第二代系统一致，DVB-C2使用了低密度的奇偶校验(LDPC)和BCH码的组合。与DVB-C相比，这种强大的前向纠错(FEC)在载波噪声比方面提供了大约5dB的改进。恰当的比特交织方案优化了FEC系统的整体鲁棒性。在通过报头扩展后，这些帧被称为物理层管道(PLP：Physical Layer Pipe)。这些PLP中的一个或更多个被复用到数据切片中。向各个切片应用(时域和频域)二维交织，使接收机能够消除突发减损(burst impairment)和如单一频率窜入(single frequency ingress)的频率选择干扰的影响。 发明内容[0005] 技术问题 [0006] 随着这些数字广播技术的发展，对诸如视频信号和音频信号的业务的需要增加，并且用户需要的数据的大小和广播信道的数量逐渐上升。 [0007] 技术方案 [0008] 因此，本发明致力于一种发送和接收信号的方法以及一种发送和接收信号的装置，该方法和装置能够大体上消除了由于相关技术的限制和缺点而引起的一个或更多个问题。 [0009] 本发明的一个目的是提供一种向接收机发送广播信号的方法，该方法包括以下步骤：对前导码数据进行编码；通过行列扭曲形式对所编码的前导码数据进行时间交织，其中，该行列扭曲形式包括在不考虑导频位置的情况下将输入单元沿对角线方向依次写入交织存储器，并逐行依次读出；基于经时间交织后的前导码数据来构造信号帧；利用正交频分复用OFDM方法来对所述信号帧进行调制；以及发送经过调制的信号帧。 [0010] 本发明的另一方面是提供一种接收广播信号的方法，该方法包括以下步骤：利用正交频分复用OFDM方法来对所接收到的信号进行解调；从解调出的信号获得信号帧，该信号帧包括前导码符号和数据符号，所述前导码符号具有用于通过信号通知所述数据符号的L1信令信息；通过行列扭曲形式对所述前导码符号进行时间去交织，其中，该行列扭曲形式包括将输入单元沿对角线方向依次写入交织存储器，并逐行依次读出，其中还不考虑导频位置进行时间交织；将经时间去交织的前导码符号去映射为比特；以及按照经缩短和打孔的低密度奇偶校验LDPC解码方案来对所述比特进行解码。 [0011] 本发明的另一方面是一种向接收机发送广播信号的发射机，该发射机包括：编码器，其被配置成对前导码数据进行编码；时间交织器，其被配置成通过行列扭曲形式来对所编码的前导码数据进行时间交织，在该行列扭曲形式中，将输入单元沿对角线方向依次写入交织存储器，并逐行依次读出，其中不考虑导频位置执行所述时间交织；帧构造器，其被配置成基于经时间交织后的前导码数据来构造信号帧；调制器，其被配置成利用正交频分复用OFDM方法来对所述信号帧进行调制；以及发送单元，其被配置成发送经过调制的信号帧。 [0012] 本发明的另一方面是一种接收广播信号的接收机，该接收机包括：解调器，其被配置成利用正交频分复用OFDM方法来对接收到的信号进行解调；帧解析器，其被配置成从解调出的信号获得信号帧，该信号帧包括前导码符号和数据符号，所述前导码符号具有用于通过信号通知所述数据符号的L1信令信息；时间去交织器，其被配置成通过行列扭曲形式对所述前导码符号进行时间去交织，在该行列扭曲形式中，将输入单元沿对角线方向依次写入交织存储器，并逐行依次读出，其中不考虑导频位置进行时间交织；去映射器，其被配置成将经时间去交织的前导码符号去映射为比特；以及解码器，其被配置成按照经缩短和打孔的低密度奇偶校验LDPC解码方案对所述比特进行解码。附图说明 [0014] 图1是在欧洲DVB-T中使用的64-正交幅度调制(QAM)的示例。 [0015] 图2是二进制反射格雷码(BRGC：Binary Reflected Gray Code)的方法。 [0017] 图4是BRGC中的反射对之间的汉明(Hamming)距离。 [0018] 图5是I轴和Q轴中的每一个都存在反射对的QAM中的特性。 [0019] 图6是利用BRGC的反射对修改QAM的方法。 [0020] 图7是经过修改的64/256/1024/4096-QAM的示例。 [0021] 图8到图9是利用BRGC的反射对修改的64-QAM的示例。 [0022] 图10到图11是利用BRGC的反射对修改的256-QAM的示例。 [0023] 图12到图13是是利用BRGC的反射对修改的1024-QAM的示例(0到511)。 [0024] 图14到图15是是利用BRGC的反射对修改的1024-QAM的示例(512到1023)。 [0025] 图16到图17是是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例(0到511)。 [0026] 图18到图19是是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例(512到1023)。 [0027] 图20到图21是是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例(1024到1535)。 [0028] 图22到图23是是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例(1536到2047)。 [0029] 图24到图25是是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例(2048到2559)。 [0030] 图26到图27是是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例(2560到3071)。 [0031] 图28到图29是是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例(3072到3583)。 [0032] 图30到图31是是利用BRGC的反射对修改的4096-QAM的示例(3584到4095)。 [0033] 图32是对其中利用BRGC对256-QAM进行了修改的修改后的QAM进行比特映射的示例。 [0034] 图33是将MQAM变换成不均匀的星座图的示例。 [0035] 图34是数字发送系统的示例。 [0036] 图35是输入处理器的示例。 [0037] 图36是可以包括在基带(BB)中的信息。 [0038] 图37是BICM的示例。 [0039] 图38是缩短/打孔编码器的示例。 [0040] 图39是应用各种星座的示例。 [0041] 图40是考虑了常规系统之间的兼容性的情况的另一个示例。 [0042] 图41是包括针对L1信令的前导码和针对PLP数据的数据符号的帧结构。 [0043] 图42是帧构造器的示例。 [0044] 图43是图4所示的导频插入(404)的示例。 [0045] 图44是SP的结构。 [0046] 图45是新的SP结构或导频模式(PP)5。 [0047] 图46是所提出的PP5’的结构。 [0048] 图47是数据符号与前导码之间的关系。 [0049] 图48是数据符号与前导码之间的另一种关系。 [0050] 图49是有线信道延迟概况的示例。 [0051] 图50是使用z＝56和z＝112的分散导频结构。 [0052] 图51是基于OFDM的调制器的示例。 [0053] 图52是前导码结构的示例。 [0054] 图53是前导码解码的示例。 [0055] 图54是设计更优化的前导码的过程。 [0056] 图55是前导码结构的另一个示例。 [0057] 图56是前导码解码的另一个示例。 [0058] 图57是前导码结构的示例。 [0059] 图58是L1解码的示例。 [0060] 图59是模拟处理器的示例。 [0061] 图60是数字接收机系统的示例。 [0062] 图61是在接收机处使用的模拟处理器的示例。 [0063] 图62是解调器的示例。 [0064] 图63是帧解析器的示例。 [0065] 图64是BICM解调器。 [0066] 图65是利用缩短/打孔的LDPC解码的示例。 [0067] 图66是输出处理器的示例。 [0068] 图67是8MHz的L1块重复率的示例。 [0069] 图68是8MHz的L1块重复率的示例。 [0070] 图69是新的7.61MHz的L1块重复率的示例。 [0071] 图70是在帧报头中发送的L1信令的示例。 [0072] 图71是前导码和L1结构仿真结果。 [0073] 图72是符号交织器的示例。 [0074] 图73是L1块发送的示例。 [0075] 图74是在帧报头中发送的L1信令的另一个示例。 [0076] 图75是频率或时间交织/去交织的示例。 [0077] 图76是分析L1信令的开销的表，该L1信令在图3中所示的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块(307)处在FECFRAME报头中发送。 [0078] 图77示出了用于最小化开销的FECFRAME报头的结构。 [0079] 图78示出了前述L1保护的误码率(BER)性能。 [0080] 图79示出了传输帧和FEC帧结构的示例。 [0081] 图80示出了L1信令的示例。 [0082] 图81示出了L1-pre信令的示例。 [0083] 图82示出了L1信令块的结构。 [0084] 图83示出了L1时间交织。 [0085] 图84示出了提取调制和编码(code)信息的示例。 [0086] 图85示出了L1-pre信令的另一示例。 [0087] 图86示出了前导码中发送的L1信令块的调度的示例。 [0088] 图87示出了考虑了功率提升(power boosting)的L1-pre信令的示例。 [0089] 图88示出了L1信令的示例。 [0090] 图89示出了提取调制和编码信息的另一示例。 [0091] 图90示出了提取调制和编码信息的另一示例。 [0092] 图91示出了L1-pre同步的示例。 [0093] 图92示出了L1-pre信令的示例。 [0094] 图93示出了L1信令的示例。 [0095] 图94示出了L1信令通道的示例。 [0096] 图95是在帧报头内发送的L1信令的另一示例。 [0097] 图96是在帧报头内发送的L1信令的另一示例。 [0098] 图97是在帧报头内发送的L1信令的另一示例。 [0099] 图98示出了L1信令的示例。 [0100] 图99是符号交织器的示例。 [0101] 图100示出了图99的时间交织器的交织执行。 [0102] 图101是符号交织器的示例。 [0103] 图102示出了图101的时间交织器的交织执行。 [0104] 图103是符号去交织器的示例。 [0105] 图104是时间交织的另一示例。 [0106] 图105是利用图104所示的方法的交织的结果。 [0107] 图106是图105的寻址方法的示例。 [0108] 图107是L1时间交织的另一示例。 [0109] 图108是符号去交织器的示例。 [0110] 图109是去交织器的另一示例。 具体实施方式[0111] 下面将详细描述本发明的优选实施方式，在附图中例示出了本发明的优选实施方式的示例。尽可能在整个附图中用相同的标号代表相同或类似部件。 [0112] 在下面的说明中，术语“业务”将表示能够通过信号发送/接收装置发送/接收的任意广播内容。 [0113] 在使用常规的比特交织编码调制(BICM：Bit Interleaved Coded Modulation)的广播发送环境中，使用了利用二进制反射格雷码(BRGC)的正交幅度调制(QAM)作为调制方法。图1示出了在欧洲DVB-T中使用的64-QAM的示例。 [0114] 利用图2中示出的方法可以得到BRGC。通过将(n-1)个比特的BRGC的反码(即，反射码)添加到(n-1)个比特的后面，将0添加到初始的(n-1)个比特的BRGC的前面，并且将1添加到反射码的前面，可以得到n个比特的BRGC。使用此方法得到的BRGC码在相邻的码之间具有汉明距离一(1)。此外，当将BRGC应用于QAM时，一个点和与该点最紧密地相邻的四个点之间的汉明距离是一(1)，而该点和与该点次最紧密相邻的另外四个点之间的汉明距离是二(2)。可以把特定的星座点与其他相邻点之间的汉明距离的特性称为QAM中的格雷映射规律。 [0115] 为了使系统对加性高斯白噪声(AWGN)更加鲁棒，可以使从发射机发送来的信号的分布接近高斯分布。为此，可以对星座图中的点的位置进行修改。图3示出了通过修改在DVB-T中使用的64-QAM而得到的接近高斯型的输出。可以将这样的星座图称为不均匀QAM(NU-QAM)。 [0116] 为了得到不均匀QAM的星座图，可以使用高斯累积分布函数(CDF：Gaussian Cumulative Distribution Function)。在64、256或1024QAM(即，2ΛN QAM)的情况下，可以将QAM分成两个独立的N-PAM。通过将高斯CDF分成具有相同概率的N段并且允许各段中的信号点代表该段，可以得到具有高斯分布的星座图。换言之，可以将新定义的不均匀的N-PAM的坐标xj定义为： [0117] [0118] 图3是利用上述方法将DVB-T的64QAM变换成为NU-64QAM的示例。图3表示了利用上述方法来修改I轴和Q轴的坐标并将之前的星座图点映射到新定义的坐标的结果。在32、128或512QAM(即，十字形QAM，而不是2ΛN QAM)的情况下，通过恰当地修改Pj，可以发现新的坐标。 [0119] 本发明的一个实施方式可以利用BRGC的特性来修改QAM。如图4所示，BRGC中的反射对之间的汉明距离是一，这是由于反射对之间的唯一区别仅在于被添加到各个代码的前面的一个比特。图5示出了I轴和Q轴中的每一个都存在反射对的QAM中的特性。在该图中，反射对存在于黑色虚线的两侧。 [0120] 通过利用QAM中存在的反射对，可以降低QAM星座图的平均功率，同时在QAM中保持格雷映射规律。换言之，在平均功率被归一化为1的星座图中，可以增加该星座图中的最小欧式距离(Euclidean distance)。当把这个经过修改的QAM应用于广播或通信系统时，可以利用与常规系统相同的能量实现对噪声更加鲁棒的系统或实现具有与常规系统相同性能但是使用更少能量的系统。 [0121] 图6示出了利用BRGC的反射对来修改QAM的方法。图6a示出了星座图，图6b示出了利用BRGC的反射对来修改QAM的流程图。首先，需要找到目标点，该点在星座点中具有最高的功率。候选的点是这样的点，即目标点可以在候选点中移动，该候选点是与目标点的反射对最邻近的点。接着，需要在候选点中找到具有最小功率的空点(即，尚未被其他点采用的点)，并且将目标点的功率与候选点的功率进行比较。如果候选点的功率较小，则目标点移动到候选点。在保持格雷映射规律的同时，重复这些处理，直到星座图上的点的平均功率达到最小。 [0122] 图7示出了经过修改的64/256/1024/4096-QAM的示例。格雷映射值分别对应于图8到图31。除了这些示例以外，还可以实现使能相同的功率优化的其他类型的经过修改的QAM。这是由于目标点可以移动到多个候选点。不仅可以将所提议的经过修改的QAM应用于64/256/1024/4096-QAM，而且还可以应用于十字形QAM、更大尺寸的QAM、或利用其他BRGC而不是QAM的调制。 [0123] 图32示出了利用BRGC对256-QAM进行了修改的修改后的QAM的比特映射的一个示例。图32a和图32b示出了最高有效位(MSB)的映射。被表示为实心圆的点代表了1的映射，而被表示为空心圆的点则代表0的映射。按照相同的方式，如图32(a)到图32(h)所示那样映射每一个比特，直到映射了最低有效位(LSB)为止。如图32所示，除了MSB旁的一个比特以外，经过修改的QAM可以如常规QAM那样只利用I或Q轴来使能比特判决(图32c和图32d)。利用这些特性，通过局部地修改用于QAM的接收机，可以得到简单的接收机。通过仅在确定MSB旁的比特时才检查I值和Q值并且针对余下的比特仅计算I值或Q值，可以实现有效率的接收机。该方法可以应用于近似LLR、准确LLR、或硬判决。 [0124] 通过利用经过修改后的QAM或MQAM(使用上述BRGC的特性)，可以得到不均匀星座图或NU-MQAM。在使用了高斯CDF的上述等式中，可以对Pj进行修改以适应MQAM。与QAM相同，在MQAM中，可以考虑具有I轴和Q轴的两个PAM。但是，与其中与各个PAM轴的值相对应点的数量恒定的QAM不同的是，在MQAM中的点的数量变化。如果在其中存在总共M个星座点的MQAM中将对应于PAM的第j个值的点的数量限定为nj，则可以将Pj定义如下： [0125] [0126] 通过利用新定义的Pj，可以将MQAM变换成不均匀星座图。针对256-QAM的示例，可以将Pj定义如下： [0127] [0128] 图33是将MQAM变换成不均匀星座图的示例。利用这些方法得到的NU-MQAM能够利用各个PAM的修改后的坐标来保留MQAM接收机的特性。因而，可以实现有效率的接收机。此外，可以实现比先前的NU-QAM对噪声更加鲁棒的系统。针对更加有效的广播发送系统，可以将MQAM和NU-MQAM混合起来。换言之，通过将MQAM用于使用了高码率的纠错码的环境并且将NU-MQAM用于其它环境，可以实现对噪声更加鲁棒的系统。针对这样的情况，发射机可以使接收机具有当前使用的纠错码的码率和当前使用的调制种类的信息，使得接收机可以根据当前使用的调制方法来进行解调制。 [0129] 图34示出了数字发送系统的示例。输入可以包括多个MPEG-TS流或GSE(通用流封装)流。输入处理器模块101可以向输入流添加传输参数，并且针对BICM模块102执行调度。BICM模块102可以针对传输信道纠错来增加冗余并对数据进行交织。帧构造器103可以通过增加物理层信令信息和导频来构造帧。调制器104可以按照有效方法对输入的符号执行调制。模拟处理器105可以执行各种处理以将输入的数字信号转换成输出的模拟信号。 [0130] 图35示出了输入处理器的一个示例。输入预处理器可以将输入的MPEG-TS或GSE流变换成将被独立处理的总共n个流。这些流中的每一个都可以是包括多个业务成分的完整的TS帧或是包括业务成分(即，视频或音频)的最小TS帧。此外，这些流中的每一个都可以是发送多个业务或发送单个业务的GSE流。 [0131] 输入接口模块202-1可以分配与基带(BB)帧的最大数据字段容量相等的多个输入的比特。可以插入填充(padding)来完成LDPC/BCH码块容量。输入流同步模块203-1可以提供在接收机中再生传输流(或打包的通用流)的时钟的机制，以便保证端到端的恒定的比特速率和延迟。 [0132] 为了使得在接收机中无需额外的存储器就可以重组传输流，考虑到对一组中的数据PLP和相应的公共PLP的参数进行交织，由延迟补偿器204-1～n来延迟所输入的传输流。空包删除模块205-1～n可以通过去除针对VBR(可变比特速率)业务的情况而插入的空包来提高传输效率。循环冗余校验(CRC)编码器模块206-1～n可以添加CRC奇偶校验以提高BB帧的传输可靠性。BB报头插入模块207-1～n可以在BB帧的开始部分添加BB帧报头。在图36中示出了可以被包括在BB报头中的信息。 [0133] 合并器/分割器模块208可以根据各个PLP执行BB帧切片、合并来自多个PLP的BB帧、并且在传输帧内调度各个BB帧。因此，合并器/分割器模块208可以输出与PLP在帧中的分配情况相关的L1信令信息。最后，BB加扰模块209可以使输入的比特流随机化，以将比特流内的比特之间的相关性减到最小。图35中的阴影中的模块是当发送系统使用单个PLP时使用的模块，图35中的其他模块是当发送装置使用多个PLP时使用的模块。 [0134] 图37示出了BICM模块的一个示例。图37a示出了数据通道，图37b示出了BICM模块的L1通道。外部编码器模块301和内部编码器模块303可以向输入的比特流增加冗余以进行纠错。外部交织器模块302与内部交织器模块304可以对比特进行交织以防止突发错误。如果BICM专门用于DVB-C2，则可以略去外部交织器模块302。比特解复用模块305可以控制从内部交织器模块304输出的各个比特的可靠性。符号映射器模块306可以将输入的比特流映射到符号流中。这时，可以使用常规QAM、利用了上述的BRGC以提高性能的MQAM、利用了不均匀调制的NU-QAM、或利用应用了不均匀调制的BRGC以提高性能的NU-MQAM中的任一种。为了构造对噪声更加鲁棒的系统，可以考虑根据纠错码的码率和星座图容量来对使用MQAM和/或NU-MQAM的调制进行组合。此时，符号映射器模块306可以根据码率和星座图容量来使用适当的星座图。图39示出了这样的组合的一个示例。 [0135] 情况1示出了只在低码率将NU-MQAM用于简化了的系统实现的示例。情况2示出了在各个码率使用优化的星座图的示例。发射机可以向接收机发送与纠错码的码率和星座图容量相关的信息，使得接收机可以使用恰当的星座图。图40示出了考虑到常规系统之间的兼容性的情况的另一个示例。除了这些示例以外，用于优化系统的其他组合也是可能的。 [0136] 图37中示出的ModCod报头插入模块307可以得到自适应编码调制(ACM:Adaptive Coding and Modulation)/可变编码调制(VCM：Variable Coding and Modulation)反馈信息，并且将在编码和调制中使用的参数信息作为报头添加到FEC块。调制类型/码率(ModCod)报头可以包括下列信息： [0137] *FEC类型(1比特)-长或短LDPC [0138] *码率(3比特) [0139] *调制(3比特)-最高64K QAM [0140] *PLP标识符(8比特) [0141] 符号交织器模块308可以在符号域中执行交织，以获得额外的交织效果。可以针对L1信令通道执行与针对数据通道所执行的处理相似的处理，但可能使用不同的参数(301-1到308-1)。此处，可以将被缩短/打孔的编码模块(303-1)用于内部编码。 [0142] 图38示出了利用缩短/打孔来进行LDPC编码的示例。由于填充了LDPC编码所需的很多零比特，因此可以针对所具有的比特以比LDPC编码所需的比特数量少的输入块来执行缩短处理(301c)。被填充了零的输入比特流可以通过LDPC编码具有奇偶校验比特(302c)。此时，针对与初始比特流相对应的比特流，可以将零去除掉(303c)，而针对奇偶校验比特流，则可以根据码率来执行打孔(304c)。可以将这些经过处理的信息比特流和奇偶校验比特流复用到初始序列并输出(305c)。 [0143] 图41示出了包括用于L1信令的前导码和用于PLP数据的数据符号的帧结构。可以看到，以一帧为单位，循环地生成前导码和数据符号。数据符号包括利用固定的调制/编码发送的PLP类型0和利用可变的调制/编码发送的PLP类型1。针对PLP类型0，在前导码中发送了诸如调制、FEC类型、和FEC码率的信息(见图42，帧报头插入模块401)。针对PLP类型1，可以在数据符号的FEC块报头中发送相应的信息(见图37，ModCod报头插入模块307)。通过PLP类型的分离，针对以固定比特速率发送的PLP类型0，可以从总的发送速率中将ModCod开销降低3～4％。在接收机处，针对PLP类型0的固定的调制/编码PLP，图63中示出的帧报头去除器r401可以提取出与调制和FEC码率相关的信息，并且将提取出的信息提供给BICM解码模块。针对PLP类型1的可变调制/编码PLP，图64中示出的ModCod提取模块r307和r307-1可以提取并提供BICM解码所需的参数。 [0144] 图42示出了帧构造器的一个示例。帧报头插入模块401可以根据输入的符号流形成帧，并且可以在每个发送出的帧的前面增加帧报头。帧报头可以包括下列信息： [0145] *绑定的信道的数量(4比特) [0146] *保护间隔(2比特) [0147] *PAPR(2比特) [0148] *导频模式(2比特) [0149] *数字系统标识(16比特) [0150] *帧标识(16比特) [0151] *帧长度(16比特)每个帧的正交频分复用(OFDM)符号的数量 [0152] *超帧长度(16比特)每个超帧的帧的数量 [0153] *PLP的数量(8比特) [0154] *for各个PLP [0155] PLP标识(8比特) [0156] 信道绑定id(4比特) [0157] PLP起始(9比特) [0158] PLP类型(2比特)公共PLP或其它 [0159] PLP有效载荷类型(5比特) [0160] MC类型(1比特)-固定/可变调制&编码 [0161] if MC类型＝＝固定调制&编码 [0162] FEC类型(1比特)-长或短LDPC [0163] 码率(3比特) [0164] 调制(3比特)最高64K QAM [0165] end if； [0166] 陷波信道的数量(2比特) [0167] for各个陷波 [0168] 陷波起始(9比特) [0169] 陷波宽度(9比特) [0170] end for； [0171] PLP宽度(9比特)-PLP的最大数量个FEC块 [0172] PLP时间交织类型(2比特) [0173] end for； [0174] *CRC-32(32比特) [0175] 针对在帧报头中发送的L1信息来假定信道绑定环境，并且将与各个数据切片相对应的数据定义为PLP。因此，需要关于绑定使用的各个信道的诸如PLP标识符、信道绑定标识符、和PLP起始地址的信息。本发明的一个实施方式提出，如果PLP类型支持可变调制/编码，则在FEC帧报头中发送ModCod字段，而如果PLP类型支持固定调制/编码，则在帧报头中发送ModCod字段，以减少信令开销。此外，如果存在各个PLP的陷波带，则通过发送陷波的起始地址以及陷波的宽度，可省去在接收机处对相应的载波进行解码。 [0176] 图43示出了在信道绑定环境中应用的导频模式(PP5)的一个示例。如图所示，如果SP位置与前导码导频位置相同，则可以出现不规则的导频结构。 [0177] 图43a示出了如图42所示的导频插入模块404的一个示例。如图43所示，如果使用了单个频段(例如，8MHz)，则可用的带宽是7.61MHz，而如果绑定了多个频段，则可以去除掉保护频带，因而可以极大地提高频率效率。图43b是图51所示的前导码插入模块504的一个示例，在帧的前部甚至利用信道绑定来发送图43b所示的示例，前导码具有7.61MHz(L1块的带宽)的重复率。这是一种考虑了执行初始信道扫描的调谐器的带宽的结构。 [0178] 存在前导码和数据符号这二者的导频模式。针对数据符号，可以使用分散的导频(SP：scattered pilot)模式。T2的导频模式5(PP5)和导频模式7(PP7)是仅频率插值的优良候选。针对GI＝1/64，PP5具有x＝12、y＝4、z＝48，而针对GI＝1/128，PP7具有x＝24、y＝4、z＝96。为了更好的信道估计，还可以进行额外的时间插值。前导码的导频模式可以涵盖用于初始信道获取的全部可能的导频位置。此外，前导码导频位置应当与SP位置相同，并且需要用于前导码和SP这二者的单一导频模式。也可以将前导码导频用于时间插值，并且各个前导码都可以具有相同的导频模式。这些要求对于扫描中的C2检测来说是很重要的，并且对于利用加扰序列相关性的频率偏置估计来说是必需的。在信道绑定环境中，由于不规则的导频结构可以降低插值性能，因此应当针对信道绑定而保持导频位置的一致。 [0179] 具体地说，如果OFDM符号中的分散导频(SP)之间的距离z是48，并且如果沿时间轴与特定SP载波相对应的SP之间的距离y是4，则在时间插值后的有效距离x变成12。当保护间隔(GI)部分是1/64时如此。如果GI部分是1/128，则可以使用x＝24、y＝4和z＝96。如果使用了信道绑定，则通过以分散导频结构产生不连续的点，可以使SP位置与前导码导频位置一致。 [0180] 此时，前导码导频位置可以与数据符号的各个SP位置相一致。当使用信道绑定时，可以不考虑8MHz的带宽间隔(bandwidth granularity)来确定发送了业务的数据切片。但是，为了减小数据切片寻址的开销，可以选择从SP位置开始并在SP位置结束的发送。 [0181] 当接收机接收到这样的SP时，如果需要，图62中示出的信道估计模块r501可以执行时间插值以得到图43中以虚线示出的导频，并且执行频率插值。此时，针对其间隔在图43中被指定为32的不连续点，可以执行如下操作：单独地对左侧和右侧执行插值；或者，仅对一侧执行插值，接着通过利用间隔为12的已经被进行了插值的导频位置作为基准点来对另一侧执行插值。此时，数据切片宽度可以在7.61MHz内变化，因而接收机可以通过执行信道估计并只对需要的子载波进行解码来将功耗减到最小。 [0182] 图44示出了在信道绑定环境中应用的PP5的另一个示例或SP的用于将有效距离x维持在12以避免在使用信道绑定时出现图43所示的不规律的SP结构的结构。图44a是数据符号的SP的结构，图44b是前导码符号的SP的结构。 [0183] 如图所示，如果在信道绑定的情况下保持SP距离一致，则在频率插值中将不存在问题，但数据符号与前导码之间的导频位置可能不一致。换言之，该结构不需要针对不规律的SP结构进行额外的信道估计，但是，在信道绑定中使用的SP位置与前导码导频位置因各个信道而不同。 [0184] 图45示出了新的SP结构或PP5以提供对信道绑定环境中的上述两个问题的解决方案。具体地说，导频距离x＝16可以解决这些问题。为了保持导频密度或为了维持相同的开销，PP5’可以针对GI＝1/64而具有x＝16、y＝3、z＝48，并且PP7’可以针对GI＝1/128而具有x＝16、y＝6、z＝96。仅频率插值能力仍然可以被保持。在图45中示出了与PP5结构进行比较的导频位置。 [0185] 图46示出了信道绑定环境中新的SP模式或PP5结构的示例。如图46所示，不管是使用单一信道还是使用信道绑定，都可以提供有效的导频距离x＝16。此外，由于可以使SP位置与前导码导频位置相一致，因此可以避免由于SP不规律或不一致的SP位置而引起的信道估计劣化。换言之，频率插值器不存在不规律的SP位置，并且提供了前导码与SP位置之间的一致。 [0186] 因此，所提出的新的SP模式的优点在于：单一SP模式既可以用于单一信道又可以用于绑定的信道；不会产生不规律的导频结构，因而可以实现良好的信道估计；可以使前导码导频位置与SP导频位置这二者保持一致；可以使导频密度分别与PP5和PP7保持相同；并且还可以保持仅频率插值能力。 [0187] 此外，前导码结构可以满足以下要求：针对初始信道获取，前导码导频位置应当涵盖所有可能的SP位置；针对初始扫描，载波的最大数量应当是3409(7.61MHz)；应当将完全相同的导频模式和加扰序列用于C2检测；并且不要求如T2中的P1那样的专用检测前导码。 [0188] 在与帧结构的关系方面，可以将数据切片位置间隔修改为16个载波而不是12个载波。因而，发生的位置寻址开销更少，并且可以预期没有与数据切片状况、空(null)时隙状况等相关的其它问题。 [0189] 因此，在图62所示的信道估计模块r501处，当执行对数据符号的SP的时间插值时，可以使用各个前导码中的导频。因此，可以改善帧的边界处的信道获取和信道估计。 [0190] 现在，关于涉及前导码和导频结构的要求，存在着这样的共识：不管是否信道绑定，前导码导频的位置和SP的位置应当一致；L1块中的总的载波的数量应当可以被导频距离整除，以避免频段边缘处的不规律结构；应当在频域中重复L1块；并且在任意的调谐器窗口位置中，L1块应当总是可以被解码。其它的要求是：导频位置和导频模式应当按照8MHz的周期进行重复；在不知道信道绑定的情况下，应当估计出正确的载波频率偏置；并且在对频率偏置做出补偿前，无法进行L1解码(重新排列)。 [0191] 图47示出了当使用图52和图53示出的前导码结构时数据符号与前导码之间的关系。L1块可以按照6MHz的周期进行重复。对于L1解码来说，应当找出频率偏置和前导码移位模式这两者。在没有信道绑定信息的情况下，无法在任意调谐器位置进行L1解码，并且接收机不能区分前导码移位值和频率偏置。 [0192] 因而，为了执行L1信号解码，接收机(具体地说，图63中示出的帧报头去除器r401)需要获得信道绑定结构。由于已知图47中两个垂直的阴影区域处的预期的前导码移位量，因此图62中的时间/频率同步模块r505可以估计载波频率偏置。基于该估计，图64中的L1信令通道(r308-1到r301-1)可以对L1进行解码。 [0193] 图48示出了当使用图55中示出的前导码结构时数据符号与前导码之间的关系。L1块可以按照8MHz的周期进行重复。为了对L1进行解码，只需要获知频率偏置，并且可以不需要信道绑定信息。通过利用已知的伪随机二进制序列(PRBS)序列，可以容易地估计出频率偏置。如图48所示，前导码与数据符号被对齐。因此，可以不需要额外的同步搜索。因此，对于接收机(具体地说，图63中示出的帧报头去除器模块r401)来说，要执行L1信号解码，只需获得具有导频加扰序列的相关峰即可。图62中的时间/频率同步模块r505可以根据峰的位置来估计出载波频率偏置。 [0194] 图49示出了有线信道延迟概况的一个示例。 [0195] 从导频设计的角度来看，当前的GI已经对有线信道的延迟扩展进行了过分地保护。在最糟糕的情况下，可以选择重新设计信道模型。为了准确地每8MHz重复该模式一次，导频距离应当是3584个载波的除数(z＝32或56)。导频密度z＝32会增加导频开销。因而，可以选择z＝56。在有线信道中，稍小的延迟覆盖可能并不重要。例如，与9.3μs(PP5)和4.7μs(PP7)相比，PP5’可以是8μs且PP7’可以是4μs。即使在最糟糕的情况下，两种导频模式也能够涵盖有意义的延迟。对于前导码导频位置来说，不再需要数据符号中的所有SP位置。 [0196] 如果可以忽略-40dB的延迟通道，则实际的延迟扩展可以变成2.5us、1/64GI＝7μs、或1/128GI＝3.5μs。这表示导频距离参数(z＝56)是足够好的值。此外，z＝56可以是构造实现图48中示出的前导码结构的导频模式的方便值。 [0197] 图50示出了在图42中的导频插入模块404处构造的、使用z＝56和z＝112的分散导频结构。提出了PP5’(x＝14、y＝4、z＝56)和PP7’(x＝28、y＝4、z＝112)。可以插入边缘载波以封闭边缘。 [0198] 如图50所示，在距频段的各个边缘8MHz处将导频对齐，每个导频位置和导频结构可以每8MHz重复一次。因而，该结构可以支持图48中示出的前导码结构。此外，可以使用前导码和数据符号之间的公共导频结构。因此，图62中的信道估计模块r501可以利用对前导码和数据符号的插值来执行信道估计，这是由于不管由数据切片位置决定的窗口位置如何，都不可能出现不规律的导频模式。此时，只利用频率插值就足以补偿源于延迟扩展的信道失真。如果还执行了时间插值，则可以进行更加准确的信道估计。 [0199] 因此，在新提出的导频模式中，导频位置和导频模式可以基于8MHz的周期进行重复。单个导频模式可以用于前导码和数据符号这二者。没有信道绑定信息，也始终能够进行L1解码。此外，所提出的导频模式可以不影响与T2的共同性，其原因在于：可以使用分散导频模式的相同的导频策略；T2已经使用了8种不同的导频模式；并且经过修改的导频模式不会明显地增加接收机的复杂度。对于导频加扰序列来说，PRBS的周期可以是2047(m序列)；PRBS生成可以每8MHz重置一次，其周期是3584；导频重复率56也与2047互质；并且可以预期没有PAPR问题。 [0200] 图51示出了基于OFDM的调制器的一个示例。可以由IFFT模块501将输入的符号流转换至时域。如果需要，可以在PAPR降低模块502处降低峰均功率比(PAPR)。对于PAPR方法来说，可以使用动态星座扩展(ACE：active constellation extension)或音调保留(tone reservation)。GI插入模块503可以复制有效的OFDM符号的最后一部分，从而以循环前缀的形式填充在保护间隔中。 [0201] 前导码插入模块504可以在各个被发送的帧的开头处插入前导码，使得接收机可以检测到数字信号、帧，并且获得时间/频率偏置获取。此时，前导码信号可以执行诸如FFT大小(3比特)和保护间隔大小(3比特)的物理层信令。如果调制器专门用于DVB-C2，则可以略去前导码插入模块504。 [0202] 图52示出了在图51中的前导码插入模块504中生成的、用于信道绑定的前导码结构的一个示例。一个完整的L1块在任意的7.61MHz调谐窗口位置都应当“总是可以解码的”，而且不管调谐器窗口位置如何L1信令都不应当出现任何损失。如图所示，L1块在频域中可以按照6MHz的周期进行重复。可以每个8MHz对数据符号进行一次信道绑定。对于L1解码来说，如果接收机使用如图61中所示的、使用7.61MHz带宽的调谐器r603，则图63中的帧报头去除器r401需要将接收到的循环移位后的L1块(图53)重新排列为该L1块的初始形式。由于针对每个6MHz块对L1块进行重复，因此可以进行这样的重新排列。 [0203] 图54示出了设计更加优化的前导码的过程。图52的前导码结构仅将总的调谐器带宽7.61MHz中的6MHz用于L1解码。在频谱效率方面，7.61MHz的调谐器带宽未被全部使用。因此，可以对频谱效率做出进一步的优化。 [0204] 图55示出了在图42中的帧报头插入模块401处生成的、用于完全频谱效率的前导码结构或前导码符号的另一个示例。如同数据符号那样，L1块可以在频域中按照8MHz的周期进行重复。在任意的7.61MHz调谐窗口位置中，一个完整的L1块仍然“总是可以解码的”。在调谐后，可以将7.61MHz数据视为虚拟打孔码。前导码和数据符号这两者具有完全相同的带宽并且前导码和数据符号这两者具有完全相同的导频结构可以使频谱效率最大化。诸如循环移位特性和在没有数据切片的情况下不发送L1块的其他特征可以保持不变。换言之，前导码符号的带宽可以与数据符号的带宽相同，或者如图57所示，前导码符号的带宽可以是调谐器的带宽(这里，是7.61MHz)。可以将调谐器带宽限定为与使用单个信道时的总的活动载波的数量相对应的带宽。也就是说，前导码符号的带宽可以与总的活动载波的数量相对应(这里，是7.61MHz)。 [0205] 图56示出了虚拟打孔码。可以将8MHz的L1块中的7.61MHz数据视为进行了打孔编码。当图61中示出的调谐器r603将7.61MHz带宽用于L1解码时，图63中的帧报头去除器r401需要将接收到的经过循环移位的L1块重新排列为初始形式，如图56所示。此时，L1解码是利用调谐器的整个带宽来执行的。一旦对L1块进行了重新排列，由于L1块的初始大小是8MHz带宽，因此重新排列的L1块的频谱如图56的右上侧所示在频谱内可以具有空白区。 [0206] 一旦用零填充了该空白区，则在由图63中的频率去交织器r403或由图64中的符号去交织器r308-1在符号域中进行了去交织后，或者在由图64中的符号去映射器r306-1、比特复用器r305-1和内部去交织器r304-1在位域中进行了去交织后，该L1块可以具有如图56的右下侧中示出的看上去被打孔了的形式。 [0207] 该L1块可以在图64中的打孔/缩短解码模块r303-1中被解码。通过利用这些前导码结构，可以使用整个调谐器带宽，因而可以提高频谱效率和编码增益。此外，可以将相同的带宽和导频结构用于前导码和数据符号。 [0208] 此外，如果如图58所示将前导码带宽或前导码符号带宽设置为调谐器带宽(在本示例中是7.61MHz)，则即使不进行打孔也可以在重新排列后得到完整的L1块。换言之，对于具有前导码符号的帧(其中，该前导码符号具有至少一个层1(L1)块)来说，可以这样说，L1块具有3408个活动子载波，并且该3408个活动子载波与8MHz的射频(RF)频段中的7.61MHz相对应。 [0209] 因而，可以将频谱效率和L1解码性能最大化。换言之，在接收机处，在仅在符号域中执行了去交织后，就可以在图64中的打孔/缩短解码模块r303-1处执行解码。 [0210] 因此，所提出的新的前导码结构的优点在于：除了带宽不同以外，与之前使用的前导码完全兼容；L1块按照8MHz的周期进行重复；不管调谐器窗口位置如何，L1块可以总是能够解码；全部调谐器带宽可以用于L1解码；最大的频谱效率可以保证更多的编码增益；可以将不完整的L1块视为经过了打孔编码；简单且相同的导频结构可以用于前导码和数据这二者；并且相同的带宽可以用于前导码和数据这二者。 [0211] 图59示出了模拟处理器的一个示例。DAC模块601可以将数字信号输入转换成模拟信号。在对传输频率带宽进行上变频(602)和模拟滤波(603)后，可以发送信号。 [0212] 图60示出了数字接收机系统的一个示例。接收到的信号在模拟处理模块r105处被转换成数字信号。解调器r104可以将该信号转换成频域中的数据。帧解析器r103可以去除导频和报头，并且使得可以选择需要被解码的业务信息。BICM解调器r102可以纠正传输信道中的错误。输出处理器r101可以恢复初始发送的业务流和定时信息。 [0213] 图61示出了在接收机处使用的模拟处理器的一个示例。调谐器/AGC模块r603可以从接收到的信号中选择需要的频率带宽。下变频模块r602可以恢复基带。ADC模块r601可以将模拟信号转换成数字信号。 [0214] 图62示出了解调器的一个示例。帧检测模块r506可以检查前导码，检查是否存在对应的数字信号，并且检测帧的开始。时间/频率同步模块r505可以在时域和频域中执行同步。此时，针对时域同步，可以使用保护间隔相关性。针对频域同步，可以使用相关性，或者可以根据在频域中发送的子载波的相位信息来估计偏置。前导码去除模块r504可以从检测到的帧的开头去除前导码。GI去除模块r503可以去除保护间隔。FFT模块r501可以将时域信号变换成频域信号。信道估计/均衡模块r501可以通过利用导频符号估计传输信道中的失真来对错误进行补偿。如果解调器专门用于DVB-C2，则可以省略前导码去除模块r504。 [0215] 图63示出了帧解析器的一个示例。导频去除模块r404可以去除导频符号。频率去交织模块r403可以在频域中执行去交织。OFDM符号合并器r402可以根据在OFDM符号中发送的符号流来恢复数据帧。帧报头去除模块r401可以从各个发送的帧的报头中提取出物理层信令并去除报头。可以将提取出的信息用作接收机的以下处理中的参数。 [0216] 图64示出了BICM解调器的一个示例。图64a示出了数据通道，图64b示出了L1信令通道。符号去交织器r308可以在符号域中执行去交织。ModCod提取器r307可以从各个BB帧的开头处提取出ModCod参数，并且使得这些参数可以被用于以下的自适应/可变解调制和解码处理。符号去映射器r306可以将输入的符号流去映射为比特对数似然比(LLR)流。通过将发射机的符号映射器306中使用的星座图用作基准点，可以计算出输出的比特LLR流。此处，当使用了上述的MQAM或NU-MQAM时，通过在计算与MSB最近的比特时计算I轴和Q轴这二者，并且在计算其余的比特时计算I轴或Q轴，可以实现高效的符号去映射器。该方法可以应用于例如近似LLR、准确LLR或硬判决。 [0217] 当使用了根据发射机的符号映射器306处的纠错码的星座图容量和码率的经优化的星座图时，接收机的符号去映射器r306可以利用从发射机发送来的码率和星座图容量信息来得到星座图。接收机的比特复用器r305可以执行发射机的比特解复用器305的逆功能。接收机的内部去交织器r304和外部去交织器r302可以分别执行发射机的内部交织器304和外部交织器302的逆功能，以得到具有其初始序列形式的比特流。如果BICM解调器专门用于DVB-C2，则可以省略外部去交织器r302。 [0218] 接收机的内部解码器r303和外部解码器r301可以分别执行与发射机的内部编码器303和外部编码器301相对应的解码处理，以纠正传输信道中的错误。可以对L1信令通道执行与对数据通道执行的处理相似的处理，但是所使用的参数不同(r308-1到r301-1)。此处，如在前导码部分中阐述的那样，可以将缩短/打孔码编码模块r303-1用于L1信令解码。 [0219] 图65示出了利用缩短/打孔进行的LDPC解码的一个示例。解复用器r301a可以分开地输出来自输入的比特流中的系统码的信息部分和奇偶校验部分。针对信息部分，可以根据LDPC解码器的输入的比特流的数量来执行零填充(r302a)，针对奇偶校验部分，可以通过对经过打孔的部分解除打孔来生成LDPC解码器的输入的比特流(r303a)。可以针对所生成的比特流执行LDPC解码(r304a)，可以去除并输出(r305a)信息部分中的零。 [0220] 图66示出了输出处理器的一个示例。BB解扰器r209可以恢复在发射机处加扰(209)的比特流。分割器r208可以根据PLP通道来恢复与从发射机复用并发送来的多个PLP相对应的BB帧。针对各个PLP通道，BB报头去除器r207-1～n可以去除掉在BB帧的开头处发送的报头。CRC解码器r206-1～n可以执行CRC解码并使得可靠的BB帧可供选择。空包插入模块r205-1～n可以在空包的初始位置处恢复为了更高的发送效率而被去除掉的空包。延迟恢复模块r204-1～n可以恢复在各个PLP通道之间存在的延迟。 [0221] 输出时钟恢复模块r203-1～n可以根据从输入流同步模块203-1～n发送的定时信息来恢复业务流的初始定时。输出接口模块r202-1～n可以根据BB帧中被切片的输入的比特流来恢复TS/GS分组中的数据。如果需要，输出后处理模块r201-1～n可以将多个TS/GS流恢复成完整的TS/GS流。图66所示的带阴影的块表示在一次处理单个PLP时可以使用的模块，而余下的块表示在同时处理多个PLP时可以使用的模块。 [0222] 前导码导频模式被仔细地设计以避免PAPR增加。因而，需要考虑L1重复率是否会增加PAPR。L1信息比特的数量根据信道绑定、PLP的数量等动态地变化。具体地说，需要考虑以下方面：固定的L1块大小可能引入不必要的开销；L1信令应当得到比数据符号更强的保护；并且L1块的时间交织可以比信道减损(如冲击噪声需要)更加提高鲁棒性。 [0223] 如图67所示，针对8MHz的L1块重复率，通过虚拟打孔表现出完全的频谱效率(BW增加26.8％)，但是由于L1带宽与数据符号的带宽相同，因此可能增加PAPR。针对8MHz的重复率，为了通用性可以使用4K-FFT DVB-T2频率交织，并且在交织后该同一个模式可以按照8MHz的周期来重复其自身。 [0224] 如图68所示，针对6MHz的L1块重复率，在没有虚拟打孔的情况下表现出降低的频谱效率。由于L1带宽和数据符号的带宽共享LCM＝24MHz，因此PAPR出现了与8MHz的情况相似的问题。针对6MHz的重复率，为了通用性可以使用4K-FFT DVB-T2频率交织，并且在交织后该同一个模式可以按照24MHz的周期来重复其自身。 [0225] 图69示出了新的L1块重复率7.61MHz或完全的调谐器带宽。在没有虚拟打孔的情况下，可以得到全频谱效率(BW增加26.8％)。由于L1带宽和数据符号的带宽共享LCM＝1704MHz，因此可以不存在PAPR问题。针对7.61MHz的重复率，为了通用性可以使用4K-FFT DVB-T2频率交织，并且在交织后该同一个模式可以按照大约1704MHz的周期来重复其自身。 [0226] 图70是在帧报头中发送的L1信令的一个示例。L1信令中的各信息可以被发送到接收机，并且可以被用作解码参数。尤其可以在图64中示出的L1信号通道中使用该信息，并且可以在各个数据切片中发送PLP。可以获得针对各个PLP而增加的鲁棒性。 [0227] 图72是如图37中的L1信令通道中示出的符号交织器308-1的一个示例，并且也可以是如图64中的L1信令通道中示出的其相应的符号去交织器r308-1的一个示例。带有斜线的块表示L1块，而实心块表示数据载波。L1块不仅可以在单个前导码中发送，而且还可以在多个OFDM块中发送。根据L1块的大小，交织块的大小可以变化。换言之，num_L1_sym与L1_span可以彼此不同。为了将不必要的开销减到最少，可以在发送L1块的OFDM符号的余下的载波中发送数据。此处，由于L1块的重复周期仍然是完全的调谐器带宽，因此可以保证完全的频谱效率。在图72中，带有斜线的块的数量表示单个LDPC块内的比特顺序。 [0228] 因此，当根据如图72所示的符号索引按照行的方向在交织存储器中写入比特并根据载波索引按照列的方向读出比特时，可得到块交织效果。换言之，可以在时域和频域中对一个LDPC块进行交织并接着对该个LDPC块进行发送。Num_L1_sym可以是预定值，例如，2到4之间的数字可以被设为OFDM符号的数量。此处，为了增大L1块大小的间隔，可以将具有最小的码字长度的经过打孔/缩短的LDPC码用于L1保护。 [0229] 图73是L1块发送的一个示例。图73在帧域中例示了图72。如图73a所示，L1块可以跨越完整的调谐器带宽，或者如图73b所示，L1块可以部分地跨越L1块，并且可以将余下的载波用于数据载波。在上述任一种情况下，可以看出，L1块的重复率可以与完整的调谐器带宽相同。此外，针对使用包括前导码的L1信令的OFDM符号，可以只进行符号交织，同时不允许这些OFDM符号中的数据发送。因此，针对用于L1信令的OFDM符号，接收机可以通过在不执行数据解码的情况下执行去交织来对L1进行解码。此处，L1块可以发送当前帧的L1信令或后续帧的L1信令。在接收机端，通过图64中示出的L1信令解码通道解码得到的L1参数可以用于对来自后续帧的帧解析器的数据通道的解码处理。 [0230] 总而言之，在发射机处，可以通过按照行的方向将块写到存储器并按照列的方向从存储器中读出所写入的块来执行对L1区域的块的交织。在接收机处，可以通过按照列的方向将块写到存储器并按照行的方向从存储器中读出所写入的块来执行对L1区域的块的去交织。发射机与接收机的读取和写入方向可以互换。 [0231] 进行如下假定：为了L1保护和T2的通用性，令CR＝1/2；16-QAM符号映射；前导码中导频密度为6；短LDPC的数量表示进行了所需数量的打孔/缩短，诸如仅前导码用于L1发送的结果或结论可能并不充分；OFDM符号的数量取决于L1块大小的量；为了灵活性和更精细的间隔，可以使用被缩短/打孔的码中最短的LDPC码字(例如，192个比特的信息)；并且如果需要，可以添加填充。当按照上面这些假定条件执行仿真时，可以获得可忽略的开销。在图71中概述了结果。 [0232] 因此，针对L1块重复率，在没有进行虚拟打孔的情况下的完整调谐器带宽可以是优良的解决方案，并且在全频谱效率的情况下也仍然可以不发生PAPR问题。针对L1信令，高效的信令结构可以允许具有8个信道绑定、32个陷波、256个数据切片和256个PLP的环境中的最大构造。针对L1块结构，可以根据L1块大小来实现灵活的L1信令。为了在T2通用性方面更加鲁棒，可以执行时间交织。使得前导码中的数据发送开销更少。 [0233] 可以执行L1块的块交织以达到更好的鲁棒性。可以利用L1符号的固定的预定数量(num_L1_sym)和L1所跨越的载波数量作为参数(L1_span)来执行该交织。在DVB-T2中使用该相同的技术来进行P2前导码交织。 [0234] 可以使用大小可变的L1块。大小可以适用于L1信令比特的量，从而使得开销降低。可以获得全频谱效率而没有PAPR问题。低于7.61MHz的重复意味着发送更多的冗余但不使用该更多的冗余。由于L1块的7.61MHz的重复率，不会发生PAPR问题。 [0235] 图74是在帧报头中发送的L1信令的另一个示例。图74与图70的不同之处在于将具有12个比特的L1_span字段划分成了两个字段。换言之，L1_span字段被划分成具有9个比特的L1_column和具有3个比特的L1_row。L1_column表示L1跨越的载波索引。由于数据切片在每12个载波处开始和结束(导频密度)，因此可以将12比特的开销降低3个比特以达到9个比特。 [0236] L1_row表示当应用了时间交织时L1跨越的OFDM符号的数量。因此，在L1_column乘以L1_row的区域内，可以执行时间交织。或者，可以发送L1块的总的大小，使得在不执行时间交织时可以使用图70中示出的L1_span。针对这样的情况，在示例中L1块的大小是11,776×2个比特，因而15个比特就足够了。因此，L1_span字段可以由15个比特组成。 [0237] 图75是频率或时间交织/去交织的示例。图75示出了整个发送帧的一部分。图75还示出了多个8MHz带宽的结合。帧可以由发送L1块的前导码和发送数据的数据符号组成。不同类型的数据符号表示用于不同业务的数据切片。如图75所示，前导码发送针对各个7.61MHz的L1块。 [0238] 针对前导码，在L1块内执行频率或时间交织而不在L1块之间执行频率或时间交织。也就是说，对于前导码而言，可以说按照L1块的级别执行交织。这使得即使在调谐器窗口已经移动到信道绑定系统内的随机位置时也可以通过在调谐器窗口带宽内发送L1块来对L1块进行解码。 [0239] 为了在随机的调谐器窗口带宽处对数据符号进行解码，不应当在数据切片之间发生交织。也就是说，对于数据切片而言，可以说按照数据切片的级别进行交织。因此，应当在数据切片内执行频率交织和时间交织。因此，图37中示出的发射机的BICM模块的数据通道中的符号交织器308可以针对各个数据切片执行符号交织。L1信号通道中的符号交织器308-1可以针对各个L1块执行符号交织。 [0240] 图42中示出的频率交织器403需要单独地对前导码和数据符号执行交织。具体地说，针对前导码，可以针对各个L1块执行频率交织，而针对数据符号，可以执行各个数据切片执行频率交织。此处，考虑到低延迟模式，可以不执行数据通道或L1信号通道中的时间交织。 [0241] 图76是分析L1信令的开销的表，该L1信令在如图37中所示的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块307处在FECFRAME报头中发送。从图76可以看出，对于短LDPC块(大小＝16200)，会产生不可忽略的3.3％的最大开销。在该分析中，假设45个符号用于FECFRAME保护，并且前导码是C2帧特定的(specific)L1信令，而FECFRAME报头是FECFRAME特定的L1信令，即，Mod(调制)Cod(编码)和PLP标识符。 [0242] 为减小L1开销，可以考虑与两个数据切片类型相应的方法。对于ACM/VCM类型和多PLP的情况，可以针对FECFRAME报头使帧保持相同。对于ACM/VCM类型和单PLP的情况，可以从FECFRAME报头移除PLP标识符，得到最大1.8％的开销缩减。对于CCM类型和多PLP的情况，可以从FECFRAME报头移除Mod/Cod字段，得到最大1.5％的开销缩减。对于CCM类型和单PLP的情况，不需要FECFRAME报头，因此，能够得到多达3.3％的开销缩减。 [0243] 在缩短的(shortened)L1信令中，可以发送Mod/Cod(7比特)或PLP标识符(8比特)，但它可能太短而不能获得任何编码增益。然而，由于PLP能够与C2传输帧对齐，因此可以不要求同步；可以根据前导码得知各PLP的每个ModCod；并且，简单的计算就能够使得与特定FECFRAME同步。 [0244] 图77示出了用于最小化开销的FECFRAME报头的结构。在图77中，带有斜线的块和FECFRAME构造器表示图37中所示的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块307的详细框图。实心块表示图37中所示的BICM模块的数据通道上的内部编码模块303、内部交织器304、比特解复用器305和符号映射器306的示例。此时，可以执行缩短的L1信令，因为CCM不需要Mod/Cod字段，并且单个PLP不需要PLP标识符。对于比特数减小的该L1信号，可以在前导码中使该L1信号重复三次，并且可以执行BPSK调制，从而使得非常鲁棒的信令是可能的。 最后，ModCod报头插入模块307能够将所生成的报头插入到各个FEC帧中。图84示出了图64中所示的BICM解调模块的数据通道上的ModCod提取模块r307的示例。 [0245] 如图84所示，可以解析FECFRAME报头(r301b)，然后可以使在重复符号中发送相同信息的符号延迟、对齐，进而组合(Rake组合r302b)。最后，当执行BPSK解调(r303b)时，可以恢复所接收的L1信号字段，并且可以将该恢复的L1信号字段发送给系统控制器，以用作用于解码的参数。可以将经解析的FECFRAME发送给符号去映射器。 [0246] 图78示出了前述L1保护的误码率(BER)性能。可以看到，通过三次重复获得了大约4.8dB的SNR增益。在BER＝1E-11处所要求的SNR是8.7dB。 [0247] 图79示出了传输帧和FEC帧结构的示例。图79的右上侧示出的FEC帧结构表示由图37中的ModCod报头插入模块307插入的FECFRAME报头。可以看出，根据条件(即，CCM或ACM/VCM类型和单个或多个PLP)的不同组合，可以插入不同大小的报头。或者可以不插入报头。 根据数据切片类型形成并在图79的左下侧示出的传输帧可以由图42中所示的帧构造器的帧报头插入模块401和图35中所示的输入处理器的合并器/分割器模块208形成。此时，可以根据不同类型的数据切片来发送FECFRAME。利用该方法，可以减小最大3.3％的开销。在图 79的右上侧，示出了四种不同类型的结构，但本领域的技术人员可以理解的是，这些只是示例，并且这些类型中的任何类型及其组合都可以用于数据切片。 [0248] 在接收机侧，图63中所示的帧解析器模块的帧报头去除模块r401和图64中所示的BICM解调模块的ModCod提取模块r307可以提取解码所需的ModCod字段参数。此时，可以根据传输帧的数据切片类型来提取参数。例如，对于CCM类型，可以从在前导码中发送的L1信令提取参数，而对于ACM/VCM类型，可以从FECFRAME报头提取参数。 [0249] 如图79的右上侧所示，可以将FEC帧结构分成两组，其中，第一组是具有报头的上面三个帧结构，而第二组是没有报头的最后一个帧结构。 [0250] 图80示出了由图42中所示的帧构造器模块的帧报头插入模块401在前导码中发送的L1信令的示例。该L1信令与先前的L1信令的不同之处在于：可以在多个比特(L1_size，14比特)中发送L1块大小；可以打开/关闭对数据切片的时间交织(dslice_time_intrlv，1比特)；以及通过定义数据切片类型(dslice_type，1比特)，减小了L1信令开销。此时，当数据切片类型是CCM时，可以在前导码内而不是在FECFRAME报头内发送Mod/Cod字段(plp_mod(3比特)，plp_fec_type(1比特)，plp_cod(3比特))。 [0251] 在接收机侧，图64中所示的BICM解调模块的缩短/打孔内部解码器r303-1可以通过解码获得在前导码内发送的具有固定的L1块大小的第一LDPC块。还可以获得其余的LDPC块的数量和大小。 [0252] 当L1传输需要多个OFDM符号时或者当存在时间交织的数据切片时，可以使用时间交织。利用交织标记可以进行时间交织的灵活开/关。为进行前导码时间交织，可能需要时间交织标记(1比特)和交织的OFDM符号的数量(3比特)，从而可以通过类似于缩短的FECFRAME报头的方式来保护总共4比特。 [0253] 图81示出了L1-pre信令的示例，该L1-pre信令能够在图37中所示的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块307-1处执行。带有斜线的块和前导码构造器是图37中所示的BICM模块的L1信令通道上的ModCod报头插入模块307-1的示例。实心块是如图42中所示的帧构造器的帧报头插入模块401的示例。 [0254] 此外，这些实心块可以是图37中所示的BICM模块的L1信令通道上的缩短/打孔内部编码模块303-1、内部交织器304-1、比特解复用器305-1和符号映射器306-1的示例。 [0255] 从图81可以看到，可以利用缩短/打孔LDPC编码来保护在前导码中发送的L1信号。可以以L1-pre的形式将相关参数插入到报头中。此时，在前导码的报头中可以仅发送时间交织参数。为保证更高的鲁棒性，可以执行四次重复。在接收机侧，为了能够对在前导码中发送的L1信号进行解码，图64中所示的BICM解调器的L1信令通道上的ModCod提取模块r307-1需要使用图84中所示的解码模块。此时，因为进行了不同于先前的对FECFRAME报头进行的解码的四次重复，所以需要使四次重复的符号同步并添加这些符号的Rake接收处理。 [0256] 图82示出了从图42中所示的帧构造器模块的帧报头插入模块401发送的L1信令块的结构。示出了前导码中不使用时间交织的情况。如图82所示，可以按照载波的顺序发送不同类型的LDPC块。一旦形成并发送了OFDM符号，则形成并发送随后的OFDM符号。对于要发送的最后OFDM符号，如果剩下任何载波，则这些载波可以用于数据传输或者可以进行哑数据填充(dummy padded)。图82中的示例示出了包括三个OFDM符号的前导码。在接收机侧，对于这种非交织情况，可以跳过如图64中所示的BICM解调器的L1信令通道上的符号去交织器r308-1。 [0257] 图83示出了执行L1时间交织的情况。如图83所示，以针对相同的载波索引形成OFDM符号然后针对下一载波索引形成OFDM符号的形式执行块交织。对于不执行交织的情况，如果剩余任何载波，则这些载波可以用于数据传输或者可以进行哑数据填充。在接收机侧，对于这种非交织情况，图64中所示的BICM解调器的L1信令通道上的符号去交织器r308-1可以通过以LDPC块的编号的递增顺序读取LDPC块来执行块交织。 [0258] 此外，可以存在至少两种类型的数据切片。数据切片类型1在L1信令字段中具有dslice_type＝0。该类型的数据切片没有XFEC帧(XFECFrame)报头，并且在L1信令字段中具有其mod/cod值。数据切片类型2在L1信令字段中具有dslice_type＝1。该类型的数据切片具有XFEC帧报头，并且在XFEC帧报头中具有其mod/cod值。 [0259] XFEC帧表示复序列前向纠错(XFEC，compleX Forward Error Correction)帧，而mod/cod表示调制类型/编码率。 [0260] 在接收机处，帧解析器可以根据经解调的信号形成帧。该帧具有数据符号，并且这些数据符号可以具有第一类型的数据切片和第二类型的数据切片，第一类型的数据切片具有XFEC帧和XFEC帧报头，而第二类型的数据切片具有XFEC帧但没有XFEC帧报头。而且，接收机能够从前导码符号的L1提取用于指示对前导码符号执行时间去交织还是不对前导码符号执行时间去交织的字段。 [0261] 在发射机处，帧构造器可以构造帧。该帧的数据符号包括第一类型的数据切片和第二类型的数据切片，第一类型的数据切片具有XFEC帧和XFEC帧报头，而第二类型的数据切片具有XFEC帧但没有XFEC帧报头。而且，可以在前导码符号的L1中插入用于指示对前导码符号执行时间交织还是不对前导码符号执行时间交织的字段。 [0262] 最后，对于用于图42中所示的帧构造器的帧报头插入模块401的缩短/打孔编码，可以确定并在第一LDPC块中发送能够获得编码增益的码字的最小大小。这样，对于其余的LDPC块，可以根据该发送的L1块大小获得大小。 [0263] 图85示出了L1-pre信令的另一示例，该L1-pre信令能够从图37中所示的BICM模块的L1信令通道上的ModCod报头插入模块307-1发送。图85与图81的不同之处在于修改了报头部分的保护机制。从图85可以看到，L1块大小信息L1_size(14比特)不是在L1块中发送，而是在报头中发送。在报头中，也可以发送4比特的时间交织信息。为了进行总共18比特的输入，使用输出45比特的BCH(45,18)码并将其复制到这两条通道，并且最后进行QPSK映射。对于Q通道，可以针对分集增益执行1比特循环移位，并且可以执行根据同步字的PRBS调制。 可以从这些I/Q通道输入来输出总共45个QPSK符号。此时，如果时间交织深度被设定为要求发送L1块的多个前导码，则可以不必发送指示时间交织深度的L1_span(3比特)。换句话说，可以仅发送时间交织开/关标记(1比特)。在接收机侧，通过仅检查多个所发送的前导码，而不使用L1_span，就能够获得时间交织深度。 [0264] 图86示出了在前导码中发送的L1信令块的调度的示例。如果能够在前导码中发送的L1信息的大小是Nmax，则当L1的大小小于Nmax时，一个前导码就能够发送该信息。然而，当L1的大小大于Nmax时，可以将L1信息均等划分，使得划分的L1子块小于Nmax，然后可以在前导码中发送所划分的L1子块。此时，对于由于L1信息小于Nmax而没有使用的载波，不发送数据。 [0265] 相反，如图88所示，可以提升(boost)发送L1块的载波的功率以保持总前导码信号功率等于数据符号功率。功率提升因子可以根据所发送的L1的大小而变化，并且发射机和接收机可以具有该功率提升因子的设置值。例如，如果仅使用总的载波的一半，则功率提升因子可以是2。 [0266] 图87示出了考虑了功率提升的L1-pre信令的示例。当与图85相比时，可以看出，QPSK符号的功率可以提升并且可以发送给前导码构造器。 [0267] 图89示出了图64中所示的BICM解调模块的L1信令通道上的ModCod提取模块r307-1的另一示例。根据输入的前导码符号，L1信令FECFRAME可以输出到符号去映射器中，并且可以仅对报头部分进行解码。 [0268] 对于输入的报头符号，可以执行QPSK去映射，并且可以获得对数似然比(LLR)值。对于Q通道，可以执行根据同步字的PRBS解调，并且可以执行1比特循环移位的逆处理，以进行恢复。 [0269] 对齐的这两个I/Q通道值可以组合起来，并且可以获得SNR增益。可以将硬判决的输出输入到BCH解码器中。BCH解码器可以从所输入的45比特恢复18比特的L1-pre。 [0270] 图90示出了接收机的对应的ModCod提取器。当与图89相比时，可以对QPSK去映射器输入符号执行功率控制，以从由发射机增大的功率水平恢复到其原始值。此时，可以通过考虑用于前导码中的L1信令的多个载波并对所获得的发射机的功率提升因子取倒数(inverse)来执行功率控制。功率提升因子设置彼此相同的前导码功率和数据符号功率。 [0271] 图91示出了L1-pre同步的示例，该L1-pre同步能够在图64中所示的BICM解调模块的L1信令通道上的ModCod报头插入模块307-1处执行。这是获得前导码中的报头的起始位置的同步处理。然后针对输出的Q通道，可以对输入的符号进行QPSK去映射，可以执行1比特循环移位的逆处理，并且可以执行对齐。两个I/Q通道值可以相乘，并且可以对通过L1-pre信令进行了调制的值进行解调。因此，乘法器的输出可以仅表示作为同步字的PRBS。当该输出与已知序列PRBS相关时，可以获得报头处的相关峰。从而，可以获得前导码中的报头的起始位置。如果需要，可以对QPSK去映射器的输入执行功率控制，执行该功率控制以恢复原始功率水平，如图90所示。 [0272] 图92示出了L1块报头字段的另一示例，该L1块报头字段被发送给如图37中所示的BICM模块的L1信令通道上的报头插入模块307-1。该图92与图85的不同之处在于：表示时间交织深度的L1_span减小到2比特，并且保留比特增加1比特。接收机可以根据所发送的L1_span获得L1块的时间交织参数。 [0273] 图93示出了将L1块均等划分成与前导码的数量一样多的部分、然后将报头插入到各个所划分的L1块中、并随后将插入了报头的L1块分配给前导码的处理。这可以在使用多个前导码执行时间交织时执行，其中前导码的数量大于发送L1块所需的前导码的最小数量。这可以在如图37所示的BICM模块的L1信令通道上的L1块处执行。在发送L1块之后剩余的载波可以具有循环重复模式，而不是零填充。 [0274] 图94示出了如图64所示的BICM解调模块的符号去映射器r306-1的示例。对于如图93所示的使L1FEC块重复的情况，可以对齐、组合(r301f)L1FEC块的各起点，然后进行QAM去映射(r302f)，以获得分集增益和SNR增益。此时，组合器可以包括对齐和添加各L1FEC块并划分所添加的L1FEC块的处理。对于如图93所示仅重复了最后FEC块的一部分的情况，可以仅将所重复的部分划分成数量与FEC块报头的数量一样多，而可以通过比FEC块报头的数量小的值来划分另一部分。换句话说，划分数量对应于添加到各载波的载波数量。 [0275] 图98示出了L1块调度的另一示例。图98与图93的不同之处在于：当L1块没有填满一个OFDM符号时不是执行零填充或重复，而是可以通过在发射机处对缩短/打孔码执行更少的打孔来使用奇偶冗余填满OFDM符号。换句话说，当在图38中执行奇偶打孔(304c)时，可以根据打孔比确定有效码率，这样，由于通过打孔使得更少的比特需要进行零填充，所以可以降低有效码率，并且可以获得更好的编码增益。如图65所示的接收机的奇偶解除打孔模块r303a能够考虑较少打孔的奇偶冗余来执行解除打孔。此时，由于接收机和发射机能够具有总的L1块大小的信息，所以可以计算打孔比。 [0276] 图95示出了L1信令字段的另一示例。图95与图74的不同之处在于：对于数据切片类型是CCM的情况，可以发送PLP的起始地址(21比特)。这可以使各PLP的FECFRAME能够形成传输帧，而不需要使FECFRAME与传输帧的起始位置对齐。从而，可以消除在数据切片宽度较窄时发生的填充开销。接收机可以在数据切片类型是CCM时从如图64所示的BICM解调器的L1信令通道上的前导码获得ModCod信息，而不是从FECFRAME报头获得ModCod信息。此外，即使在传输帧的随机位置处发生了跳台(zapping)，也能够无延迟地执行FECFRAME同步，因为已经能够从前导码获得PLP的起始地址。 [0277] 图96示出了能够减小PLP寻址开销的L1信令字段的另一示例。 [0278] 图97示出了与取决于调制类型的FECFRAME相对应的QAM符号的数量。此时，QAM符号的最大公约数是135，因此可以减小log2(135)～7比特的开销。因此，图96与图95的不同之处在于：PLP_start字段的比特数可以从21比特减少到14比特。这是将135个符号当作单个组并且对该组进行寻址的结果。接收机能够在获得PLP_start字段值并将其乘以135之后获得PLP在传输帧中开始的OFDM载波索引。 [0279] 图99和图101示出了符号交织器308的示例，符号交织器308能够对从如图37中所示的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块307发送的数据符号进行时间交织。 [0280] 图99是基于数据切片来工作的块交织器的示例。行值表示一个数据切片内的四个OFDM符号中的有效载荷单元的数量。可能不能基于OFDM符号进行交织，因为单元的数量可能在相邻OFDM单元之间改变。列值K表示时间交织深度，其可以是1、2、4、8或16...。可以在L1信令内执行针对各数据切片的K的信令。可以在如图37所示的时间交织器308之前执行如图42所示的频率交织器403。 [0281] 图100示出了如图99所示的时间交织器的交织执行。假设列值是2，行值是8，数据切片宽度是12个数据单元，并且假设在该数据切片当中没有连续(continual)导频。图100的上图是没有执行时间交织时的OFDM符号结构，而图100的下图是执行时间交织时的OFDM符号结构。黑色单元表示分散导频，而非黑色单元表示数据单元。相同类型的数据单元表示OFDM符号。在图100中，与单个OFDM符号相对应的数据单元被交织成两个符号。使用对应于8个OFDM符号的交织存储器，但交织深度对应于仅两个OFDM符号，因此，没有获得全交织深度。 [0282] 图101被提出，以实现全交织深度。在图101中，黑色单元表示分散导频，而非黑色单元表示数据单元。如图101所示的时间交织器可以被实现为块交织器的形式，并且能够对数据切片进行交织。在图101中，列数K表示数据切片宽度，行数N表示时间交织深度，并且值K可以是随机值，即，K＝1、2、3、...。该交织处理包括以列扭曲(twist)形式写入数据单元并沿列方向读取(导频位置除外)。即，可以说，以行列扭曲形式执行交织。 [0283] 此外，在发射机处，以交织存储器的列扭曲形式读取的单元对应于单个OFDM符号，并且在对这些单元进行交织时能够保持OFDM符号的导频位置。 [0284] 而且，在接收机处，以去交织存储器的列扭曲形式读取的单元对应于单个OFDM符号，并且在对这些单元进行时间去交织时能够保持OFDM符号的导频位置。 [0285] 图102示出图101的时间交织执行。为与图99进行比较，假设行值是8，数据切片宽度是12个数据单元，并且假设在该数据切片当中没有连贯导频。在图102中，与单个OFDM符号相对应的数据单元被交织成8个OFDM符号。如图102所示，使用对应于8个OFDM符号的交织存储器，并且所得到的交织深度对应于8个OFDM符号，因此，获得了全交织深度。 [0286] 如图101所示的时间交织器的益处在于：可以利用相同的存储器获得全交织深度；交织深度可以是灵活的，与图99相反；因此，传输帧的长度也可以是灵活的，即，行不必是4的倍数。此外，用于数据切片的时间交织器可以与用于前导码的交织方法相同，并且还可以具有与使用一般OFDM的数字传输系统的通用性(commonality)。具体地说，可以在使用如图 42所示的频率交织器403之前使用如图37所示的时间交织器308。对于接收机复杂度，除了可以要求非常小的复杂度的附加地址控制逻辑外不需要附加的存储器。 [0287] 图103示出了接收机中的相应的符号去交织器r308。该符号去交织器r308可以在接收到来自帧报头去除模块r401的输出之后执行去交织。在这些去交织处理中，与图99相比，反转了块交织的写入和读取处理。通过使用导频位置信息，时间去交织器可以通过不向交织器存储器中的导频位置进行写入或者从该导频位置进行读取并通过向交织器存储器的数据单元位置进行写入或从该数据单元位置进行读取来执行虚拟去交织。经去交织的信息可以输出到ModCod提取模块r307。 [0288] 图104示出了时间交织的另一示例。可以执行沿对角线方向的写入和逐行读取。如图101所示，考虑导频位置来执行交织。不对导频位置执行读取和写入，但通过仅考虑数据单元位置来访问交织存储器。 [0289] 图105示出了利用图104所示的方法的交织的结果。当与图102相比时，不仅在时域中而且在频域中使具有相同模式(pattern)的单元分散。换句话说，可以在时域和频域中都获得全交织深度。 [0290] 图108示出了相应的接收机的符号去交织器r308。可以对帧报头去除模块r401的输出进行去交织。当与图99相比时，去交织转换了读取和写入的顺序。时间去交织器可以使用导频位置信息来执行虚拟去交织，使得在导频位置处不执行读取或写入，而使得可以仅在数据单元位置处执行读取或写入。经去交织的数据可以输出到ModCod提取模块r307中。 [0291] 图106示出了图105的寻址方法的示例。NT表示时间交织深度，而ND表示数据切片宽度。假设行值N是8，数据切片宽度是12个数据单元，并且在数据切片中没有连续导频。图106表示当发射机执行时间交织时生成用于在时间交织存储器上写入数据的地址的方法。 寻址从行地址(RA)＝0并且列地址(CA)＝0的第一地址开始。每次发生寻址时，使RA和CA递增。对于RA，可以执行对时间交织器中使用的OFDM符号的取模运算。对于CA，可以执行对与数据切片宽度相对应的载波数量的取模运算。当在存储器上写入与数据切片相对应的载波时可以使RA递增1。仅在当前地址位置不是导频的位置时执行在存储器上的写入。如果当前地址位置是导频的位置，则可以仅增加地址值。 [0292] 在图106中，列数K表示数据切片宽度，行数N表示时间交织深度，而值K可以是随机值，即，K＝1、2、3、...。该交织处理可以包括以列扭曲形式写入数据单元并沿列方向读取(导频位置除外)。换句话说，虚拟交织存储器可以包括导频位置，但导频位置可以不包括在实际交织中。 [0293] 图109示出了去交织，即，如图104所示的时间交织的逆处理。逐行写入和沿对角线读取可以按照原始顺序恢复单元。 [0294] 发射机中使用的寻址方法可以用于接收机中。接收机可以在时间去交织器存储器上逐行写入所接收到的数据，并且可以利用所生成的地址值和可能以与发射机类似的方式生成的导频位置信息来读取所写入的数据。作为另选方式，用于进行写入的所生成的地址值和导频信息可以用于逐行读取。 [0295] 这些方法可以应用于发送L1的前导码。因为包括前导码的各OFDM符号可以在相同位置具有多个导频，可以执行参照地址值且考虑导频位置的交织，也可以执行参照地址值而不考虑导频位置的交织。对于参照地址值而不考虑导频位置的情况，发射机每次在时间交织存储器中存储数据。对于这种情况，在接收机或发射机处对前导码执行交织/去交织所需的存储器的大小变得与用于时间交织的OFDM符号中存在的有效载荷单元的数量相同。 [0296] 图107是L1时间交织的另一示例。在该示例中，时间交织可以将载波置于所有OFDM符号中，而当不执行时间交织时这些载波将全部位于单个OFDM符号中。例如，对于位于第一OFDM符号中的数据，第一OFDM符号的第一载波将位于其原始位置中。第一OFDM符号的第二载波将位于第二OFDM符号的第二载波索引中。换句话说，位于第n OFDM符号中的第i数据载波将位于第((i+n)mod N)OFDM符号的第i载波索引中，其中，i＝0、1、2、...、载波数-1，n＝0、1、2、...、N-1，而N是L1时间交织中使用的OFDM符号的数量。在该L1时间交织方法中，可以说，以如图107所示的扭曲形式执行了针对所有OFDM符号的交织。即使导频位置没有在图 107中示出，如上所述，交织也能够应用于包括导频符号的所有OFDM符号。即，可以说，可以不考虑导频位置或者不管OFDM符号是否为导频符号，针对所有OFDM符号执行交织。 [0297] 如果L1中使用的LDPC块的大小比单个OFDM符号的大小更小，则剩余的载波可以具有该LDPC块的多个部分的副本或者可以进行零填充。此时，可以执行与上述相同的时间交织。类似地，在图107中，接收机可以通过将L1时间交织中使用的所有块存储在存储器中并以对这些块进行交织的顺序(即，图107中所示的块中所写的编号的顺序)读取这些块，来执行去交织。 [0298] 利用所提出的方法和设备，还存在的优点在于：能够实现高效的数字发射机、接收机和物理层信令的结构。 [0299] 通过在各个BB帧报头中发送ACM/VCM所需的ModCod信息并在帧报头中发送其余的物理层信令，可以将信令开销减到最小。 [0300] 可以实现用于更加节能的发送或对噪声更加鲁棒的数字广播系统的经过修改的QAM。该系统可以包括这里所公开的各个示例以及所述各个示例的组合的发射机和接收机。 [0301] 可以实现用于更加节能的发送和对噪声更加鲁棒的数字广播系统的经过改进的不均匀QAM。还描述了一种使用NU-MQAM和MQAM的纠错码的码率的方法。该系统可以包括这里所公开的各个示例以及所述各个示例的组合的发射机和接收机。 [0302] 所提出的L1信令方法通过在信道绑定期间将信令开销减到最小可以将开销降低3～4％。 [0303] 对于本领域技术人员而言很明显的是，在不偏离本发明的精神或范围的条件下，可以对本发明做出各种修改和变型。 |
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