用同信道信号联合检测减小干扰的装置和方法

本发明与发射和接收编码数字信息的无线电通信系统有关，具体 地说，与数字蜂窝无线电话系统的抵消使用相同信道频率的无线电话 之间的干扰的技术有关。

在诸如蜂窝无线电话系统那样的移动通信系统中所出现的一个问 题是在有两个或更多个发射机(如移动台)同时将各自的码元调制到 相同的载波频率上时产生的同信道干扰。图1这个通信系统的方框图 示出了这种情况，其中有至少两个发射机1、2在相同的频率上发送数 据。发射机1、2各自希望自己的数据被各自的接收站(例如两个接收 站3、4之一)接收。然而，在同一个接收站(例如第一个接收机3) 可能会同时接收到来自发射机1、2的数据，从而引起这两个信号之间 的同信道干扰。

发射机1、2都是传统的发射机，如在遵从诸如GSM标准IS 136 或IS54那样标准的数字蜂窝无线电话机中所使用的那些。图2是这些 发射机中的一种典型的发射机的方框图。这种发射机有一个信息源10， 它向纠错编码器11提供信息比特流。信息源10例如可以是一个语音 数字化压缩装置。纠错编码器11最好是一个卷积编码器，包括一个时 控信息比特的寄存器111和一个与寄存器111的各抽头连接的奇偶校 验比特计算器112。奇偶校验比特计算器112形成是可选的寄存器各比 特的函数的编码比特或奇偶校验比特。每移一位所形成的比特的数目 等于编码率的倒数r。编码器11提供的奇偶校验比特送至交织器12。 交织器12重排从编码器11输出的奇偶校验比特序列，产生用于传输 的序列。虽然编码器11对于每个发射机1和2不必是相同的，但系统 中的每个交织器12可以执行完全一致的交织，使得在相同的时刻从不 同的发射机1、2发送相应的比特。交织器具有将一种已知码元模式散 布入发送流的功能，以使接收机同步，为接收机3、4提供一个向量基 准，处理未知的码元。

交织之前和/或后，利用第一和/或第二合并器17、18将各比特与 密钥产生器16产生的密钥流比特合并，对未编码和/或编码信息码元 进行扰码加密。密钥产生器16根据对于发射信号的目的接收机至少是 道的密钥比特来产生密钥流。密钥流也可以对可能的窃听者是保密的。

要传输的经加密的比特序列用射频调制器13调制成发射机14的驱 动信号。发射机14还可以对这信号进行处理，例如将它上变频到所要 求的射频频道和将它放大到发射功率电平。经这样处理后的信号送至天 线15，予以传输。

为了减轻这种同信道干扰，已知可以通过同时假设由至少一个第一 发射机和一个第二发射机发送的一些码元对这些交叠的信号进行联合解 调。这种方案结合天线阵列应用的例子可参见美国专利No.5,619,503 (Dent，1997年4月8日颁发)，该专利在此列作参考。

为了减轻邻信道干扰对在相同频率上和交替在不同频率上发送的多 个信号进行联合解调的情况可参见WO 96/26578(Dent，1996年8月29 日分布)，该专利在此列作参考。在不同频率上发送多个信号的情况下， 这个参考专利表明最大似然序列估计器(MLSE)能依次对使用相继频率 的多个发射机在同一时刻各自发送的一个比特进行解码，这与以前可知 的对以相同频率依次发送的一些比特进行解码的MLSE相反。

在此列作参考的美国专利No.5,230,003(Dent和Raith，1993年 7月20日颁发)揭示了区别两个不同编码信号的技术，然而，这个专利 涉及的是区别可以交替发送的信号的技术，而不是区别同时发送的信号 的技术。

在此列作参考的美国专利No.5,673,291(Dent，1997年9月30日 颁发)揭示了用单个MLSE过程对一个信号同时进行解调的纠错解码的 技术。联合解调和解码称为“解码解调(decodulation)”，可以获得 比解调后再解码更好的性能，因为在后一种情况下解调过程的输出并不 一定是一个有效码字，从而在解调级就出现错误。然而，在解码解调过 程中，只有与有效码字相应的信号才得到解调，因此避免了在解调级的 出错。图3例示了按照上述美国专利No.5,673,291实现对单个信号同 时进行解调和纠错解码的解码解调器的内部结构。特别重要的是由称为 “参考向量数组”的一些复数组Z0至Z15构成的列。每个量Z最好是 一系列的复值，也就是一个复向量数组，每个数组Z中的每个值表示在 假设相应的“当前假设”为真的情况下就在一个需处理的信号样点前的 无线电信号向量的最佳当前估计。每个数值Z中的值的数量最好是在差 分调制的情况下为在所处理的一些信号突发脉冲串内已知 码元块的数目的两倍，或在绝对相位调制的情况下等于已知码元块的数 目。在传播路径遭受快衰落时，值的数量对于绝对(相干)调制也为已 知码元块的数目的两倍。例如，如果交织将差分编码的码元分布在两个 各分插有六个已知的弧立同步码元的信号段或突发串(如时分多址(TDMA) 的突发串或数据分组)上，那么每个数组Z(如Z0)中的值就有24个。 在这个例子中，有6个已知码元块，但每个码元块只有单个弧立码元。 然而，一个块中的已知码元数可以多于一个。这些值表示分别位于已知 同步码元左侧和右侧的信号向量ZL和ZR的估计。这些Z值初始化为各 同步码元两侧信号的标称复参考值的估计。例如，如果第一信号突发串 中的第一个同步码元已知需相对旋转+90°，而在这已知旋转前、后的 接收信号向量分别为z(i-1)和z(i)，则这个同步码元左侧(或前一个) 的相位的最佳估计为ZL＝(Z(i-1)-jz(i))/2，而这个同步码元右侧(或 后一个)的信号向量的最佳估计为ZR＝(jz(i-1)+z(i))/2。

前一个是通过将z(i)反向旋转已知的90°相移，使它与前一个值 z(i-1)对准，再加以平均得出的。后一个是通过将z(i-1)正向旋转已 知的90°相移，使它与z(i)对准，再加以平均得出的。如这个参考申请 中所揭示的那样，对和进行可变的比例变换而不是始终除以2有时更为 有利。

解码解调进行如下。假设一个发送码元序列填满卷积编码移位寄存 器111中所有位置。例如，如果采用约束长度为5的代码，编码移位寄 存器就有五级。选择图3中与假设0000相应的行并假设一个新的0比 特就相当于假设发送编码器的寄存器111在这点含有五个零。这些假设 的移位寄存器内容于是就用来产生如果这个假设正确应发送的编码比特 P1，P2，…。这是通过在接收机中配备一个发射机模型60来实现的。发 射机模型60包括一个卷积编码器11的模型，还具有已知的调制参数， 使得表示P1和P2的复信号值可以预测，并且可以获得预测在接收的信 号段中哪里可能会出现编码比特P1，P2，…的交织或比特分布的信息。

借助于发射机模型60假设的第一比特P1，P2最好与已知的同步码 元相邻，如在这个参考专利申请中所述。假设二进制调制是最小相移键 控(MSK)，二进制的“1”用从一个样点到下一个样点的90°相位旋转 来表示，而二进制的“0”用-90°相位旋转来表示，那么，如果假设P1 为“1”，我们就应接收到一个相对相邻的参考向量(ZR或ZL值)旋转 了+90°的信号样点。因此，根据所处理的信号样点是处在已知码元块 的左侧或右侧从数组Z0中提取相应为ZR或ZL值，将之旋转90°后再在 比较器61内与接收的样点进行比较。这相应于P1为零的假设。误差平 方后得到P1的信号失配值，送至加法器62，与状态0000的积累路径量 度(path metric)相加。对P2或任何其他编码比特重复这个处理，编 码比特的数目为编码率r的倒数，每个接收的信号样点相应于按已知的 交织模式从接收的样点流中的一个位置选出的一个编码比特。按照这个 位置是处于任何已知同步码元块的左侧或右侧，将它与来自数组Z0的 相应值ZL或ZR值进行比较。

此时，这个新的路径量度仅看作为一个新的状态/假设0000的候选 值，因为后接一个新比特0的假设1000是一个具有相同可能性的候选 对象。在卷积编码器将它的编码寄存器左移一位时，最左面的1或0将 移出寄存器，在两种情况下，最左的四个位置都是0000。因此，用与以 上完全相同的方式计算出一个候选的量度，但以假设0000-0开始，并 用与它相应的参考向量Z值。从第二加法器64得出的第二候选量度在 第二比较器63内与来自第一加法器62的第一候选量度进行比较，选择 其中较低的那一个。如果这个是来自第二加法器64，那么假设1000-0 就被认为是一个比0000-0好的假设，于是将状态/假设1000称为新状 态0000的“最佳先趋”。与最佳先趋相应的“已处理”存储器的内容 选为新状态0000的已处理码元存储器的内容，根据最佳先趋是1000还 是0000将一个“1”或“0”从这个存储器的右侧移入。图3中的左边， 有一个标为“已处理码元假设”的存储区。这有时也简称为“路径历史”。 如果1000被认为“最佳先趋状态”，它的路径历史就用作新状态0000 的路径历史，否则使用老状态0000的路径历史。如果是前者，它的路 径历史11011011用状态序号1000和新的比特0左移，使得11011011 -1000-0成为110110111-0000，其中“110110111”部分是新的路径 历史，而“0000”部分是新的状态序号。如果1000不被认为“最佳先 趋状态”，就使用老状态0000的路径历史，于是10010011-0000-0 成为100100110-0000，其中“100100110”部分是新的路径历史，而 “0000”部分是新的状态序号。较低的候选量度也成为新的路径量度， 而与最佳先趋相应的参考向量数组在最好按状态用Kalman信道跟踪算 法更新后被选为新状态的参考向量数组。

对一个为“1”而不是“0”的新比特假设重复以上过程，以相同方 式产生一个新状态0001。而后再以各对假设0001-1001，0010-1010 等等开始，对每一对重复以上过程，产生其余的新状态，从而在一个循 环迭代结束时产生数目与开始时相同的新状态(在本例中为16个)。

以上程序用来按照首先处理处于已知或已解码的码元相邻的未知码 元的优选次序依次处理可接收的各个样点。

前面列作参考的美国专利No.5,673,291(1997年9月30日颁发) 揭示了利用解码解调将有用信号与噪声和干扰区分开来。然而，这个参 考专利并没有涉及将两个或多个有用信号相互分离和与噪声和干扰分离 的技术。

列作本申请参考的题为“分组数据传输与冲突消除”的美国专利 (Dent，1998年6月9日颁发)揭示了一种接收编码数据突发串的分组 数据接收机。那里揭示的发明具有检测一个数据突发串或分组至少部分 被一个干扰分组交叠的装置。干扰分组如果较强，首先予以解码，从接 收信号中减去后再重新对接收的分组解码。在这种情况下，并不采用联 合解码，因为交叠的分组被认为是很不同步的，也就是说在时间上是不 对准的。

因此，本发明的目的是提供一种减轻在两个或多个信号同时在相同 的频率上发送并作为一个合并信号被接收时发生的干扰的技术。

按照本发明的一个方面，上述和其他目的是用这样一种方法和设备 达到的：其中已被编码的并从第一发射机作为第一已调信号发送的数字 信息比特，在有第二发射机发射的第二已调信号的情况下，通过首先接 收作为所述第一已调信号，第二已调信号和至少第一和第二已调信号之 一的延迟信号回声之和的复合信号，来进行接收和解码。然后，对这个 复合信号进行处理，产生一系列软样点。其次，通过对这些软样点解交 织，产生一系列交织的复数样点，其中相继各组解交织的复数样点仅取 决于一些相继信息比特和一个或多个先前信息比特。接着，相继假设多 个比特对序列，每个假设比特对包括一个假设由第一发射机编码和发送 的第一信息比特和一个由第二发射机编码和发送的第二信息比特。对每 个假设比特对前向纠错编码，产生一个编码比特对的相应序列。对复数 样点和编码比特对序列进行处理，为每个比特对序列产生一个指示信息 比特对的相应假设序列是一个正确假设的似然率的路径量度。对所产生 的这些路径量度进行相互比较，选择路径量度具有最高似然率的那个假 设信息比特对序列。

在本发明的另一方面，编码步骤包括将假设的第一信息比特送至一 个第一编码器的模型，产生至少一个编码的假设第一信息比特；以及将 假设的第二信息比特送至一个第二编码器的模型，产生至少一个编码的 假设第二信息比特。

在本发明的另一方面，这种方法和设备还包括将至少一个编码的假 设第一信息比特送至一个第一发射机的模型，以及据此产生一个第一假 设的已调信号。类似，将至少一个编码的假设第二信息比特送至一个第 二发射机的模型，以及据此产生一个第二假设的已调信号。发射机模型 可以包括纠错编码过程、交织或比特分布过程、调制和甚至是传播过程 这些模型，还可以包括相应的加密过程的模型。产生第一和第二已调信 号在向接收机传播中各自遭到的传播路径的相移和衰减的估计。然后， 用由传播路径的相移和衰减的估计所规定的量对假设的第一已调信号和 假设的第二已调信号进行相移和衰减处理。将经处理的假设的第一和第 二已调信号合并，产生一个期望的复合信号。根据这个期望的复合信号 产生一个由一些复数值构成的复合信号预测。于是通过将复合信号预测 与复数样点进行比较，产生一个δ量度，其中δ量度表示了复合信号预测 为正确预测的似然度。然后，用联合最大似然序列估计器累加δ量度， 对于每个假设的比特对序列确定指示相应的比特对序列是正确的假设的 似然度的路径量度。

通过以下结合附图的详细说明，可以对本发明的目的和优点有更深 入的理解。附图中：

图1为一个有至少两个发射机1、2在相同频率上发送数据因而需 要采用本发明的通信系统的方框图；

图2为一种现有技术的发射机的方框图；

图3例示了现有技术实现对单个信号同时进行解调和纠错解码的解 码解调器的内部结构；

图4例示了按本发明对两个交叠信号联合解码解调的一个256状态 MLSE的典型实施例；以及

图5为按本发明的一种方式减轻干扰的设备的方框图。

下面将结合附图详细说明本发明的各个特点。这些图中相同的部件 用相同的参考字符标识。

按照本发明的一个方面，一个诸如接收机3(见图1)那样的接收 机利用已知的纠错编码和扰码过程的特性通过同时对至少两个信号解码 解调将它们分离。

具体地说，本发明采用了与以上图3所示类似的过程，但作了修改 以便同时处理两个或更多个交叠的信号。MLSE解码解调器的机器状态数 增大为各个信号编码器能独自承担的状态的数目之积。例如，如果对两 个各用约束长度为5个卷积代码编码的信号解码，每个编码器在对每个 新比特编码前都可以处于24个状态之中的一个状态。每个信号的前四个 比特加上当前的新比特就构成每个编码寄存器将用来计算编码比特的五 个比特。为每个新数据比特计算的编码比特的数目为代码率的例数。例 如，对于一个代码率为1/3的代码要计算三个编码比特，而对于一个代 码率为1/2的代码要计算两个编码比特。

在上面这个例子中，联合状态数就为256。图4例示了对两个交叠 的信号进行联合解码解调的256状态MLSE机。可以设想，这256个状 态组织成16×16的形式，为清晰起见，只示出了一个具有16个状态的 中面，相应个其中一个信号编码器的各个可能状态，而另一个平面(未 示出)含有16个类似的状态，分别与另一个信号编码器的16个可能状 态一一对应。

如图4所示，需处理的信号样点从一个接收机(未示出)接收，这 个接收机包括为获得与所有落在接收机通带内的接收信号的瞬时和相应 的数值所必需的任何合适的天线、放大、滤波、下变频和量化。这些值 可以存储在一个缓冲存储器(未示出)内，以便按任何次序调用。解交 织器(未示出)执行与发射机的交织器12(见图2)所执行的相反的处 理，选择要处理的样点，不同的是所选的要处理的样点通常是一个表示 总接收信号的相位和振幅的复数。

图4的第一比较器61的功能与图3的第一比较器61的相同，计算 接收样点与由发射机模型根据由于传播路径而引起的相移和衰减的估计 得出的预测之间的失配情况。然而，在这种情况下，图3的发射机模型 60由一个根据下列各项预测接收样点的联合发射机模型600代替：

1)根据第一信号的状态序号选出的与图4的状态存储器70中的一

个数据行相应的四个比特(图中示出的这些比特是1010，但在

这个过程中的某个阶段选择所有16个可能比特配置)；

2)根据第二信号的状态序号选出的与第三维(未示出)的16行中

的一行相应的四个比特(图中示出的这些比特是1011，但在这

个过程中的某个阶段选择所有16个可能比特配置)；

3)第一信号的下个信息比特为0或1的新假设；

4)第二信号的下个信息比特为0或1的新假设；以及

5)一个向量参考(Z值)，包括对于从16×16个联合状态中所选

的那个状态的包括从每个发射机到接收机的延迟信号四声在内的

各传播路径的相位和振幅信息。

延迟信号四声传播路径的估计从通过与由发射机的交织器12插入 的已知同步码元进行相关作出开始。最后可以利用联合相关，假设接收 信号的模式是由发射机1和2各自发送的同步模式的延迟形态的加权 和，而这些复权系数用最小二乘法确定，以尽量适合接收信号。如果将 两个发射机的同步模式选择成正交，就能有助于确定这两条传播路径。

联合发射机模型600还包括一个用以每个发射机1、2的已知密钥 程控的密钥产生器对数据加密的机制。

按照本发明，对于第一和第二信号的某对状态(例如1111+1010) 计算出的失配加到这对状态序号的先前的积累路径量度(例如，在这对 状态为1111(＝15)和1010(＝10)时的路径量度M(15，10)上，得到对 于新假设的比特的新路径量度。发射机纠错编码器产生的所有比特(数 目为1/4)都用来产生这个路径量度。如果新的比特例如为0+0，这个 新路径量度就与新状态1110和0100配合，这两个新状态总是通过将新 的0分别移入先前状态序号1111和1010的右端，而将不再为有效位的 最左面的数字(1和1)左移来获得的。利用老状态序号0111和0010 计算出相同新状态对的另一个候选路径量度后，由第二比较器63选择 这两个中的较小的那个。然后，对于老状态序号0111+1010和1111+ 0010重复这个程序，由第二比较器63得出另一个留下的候选者。最后， 第三比较器(未示出)对这两个留下的候选者进行比较，得出新状态1110 +0100的四个候选的新路径量度中的最佳的一个，从而确定四个先趋状 态(1111+1010；1111+0010；0111+1010；以及0111+0010)中最 佳的一个。于是，选择最佳先趋状态的路径历史，成为新状态1110+0100 的路径历史，而将不再为状态序号的最左面的比特左移入路径历史，记 录在这个情况下四个候选状态对留下的是哪一对。

对于一个第一信号的新比特和一个第二信号的新比特的所有四个假 设重复以上过程，形成新状态：1110+0100；1110+0101；1111+0100； 以及1111+0101。

然后，以不同的由四个状态对构成的组开始，重复以上整个过程， 直至获得16×16个新状态，每个有一个新路径历史和一个是四个中最 佳的新路径量度。

然后，可以更新表示向量参考的Z值，如果传播路径由于衰落和接 收机与发射机的相对运动而迅速改变的话。每组与一个状态对配合的Z 值根据与逆状态相应的路径历史表示来自两个发射机的数据比特的估计 为真(即没有出现比特差错)的假设更新。当然，只有一个状态对含有 真实数据，但此时并不知道是哪个状态对，因此最好每个状态对都含有 各自的向量参考估计。最佳先趋状态的向量参考也用作从这个先趋状态 对得出的每个新状态对的向量参考。与含有错误比特估计的状态相应的 向量参考因此不能通过选择过程，因为错误的比特模式会产生较高的积 累路径量度，在第一或第二比较器61或63中不会得到选择。

因此，图4的联合解码解调器因此保存了第一发射机的四个当前比 特和第二发射机的当前四个比特的16×16个假设。在所例举的约束长 度为5的纠错代码的情况下，比四个当前比特还早的比特不影响对所接 收的复合信号样点的估计，因此处于存储器的“已处理”或“路径历史” 段。对于这16×16个状态的每一个状态，都有一个对应的路径历史， 是在它所对应的4比特当前状态的对是真的假设下对两个发射机的已解 码比特的最佳回答。虽然在连续处理连续接收信号的情况下可能从不知 道哪个是真的，但在所有路径历史中那些最老的比特越来越趋于一致， 因此当它们都一致时，最老的已解码比特的极性是什么极性就没有疑问 了。于是可以从这个设备输出一个比特，从而使所有路径历史都缩短一 个比特。有时希望截短路径历史存储器的长度而不管最老的比特的各个 估计是否已经收敛，以保证存储器不致溢出。在必需对极限路径存储器 增长(所谓“有限判决深度”)作出判决时，在所有利用有限判决深度 进行判决的假设方案中，看来工作得最好是在每个完整的循环迭代后输 出具有最低积累路径量度的状态的最老比特。因此，路径历史保持在一 个恒定的长度或“判决深度”，以保证填入一个给定的存储器内。通常， 判决深度应取3至5个约束长度，以免性能有明显降低。

用图3的解码解调器以及用图4的联合解码解调器实现的一个功能 是处理由于延迟的四声而引起的信号失真。在这种情况下，联合发射机 模型600可以结合一个包括延迟四声的各发射机的传播路径的模型。这 样，向量参考(Z值)就包括对包括直射波的每个信号的每个四声的相 位和振幅的估计，这些通常作为信道估计或信道模型是已知的。

列作本申请参考的也由本发明者提出、同样转让的美国专利 No.5,377,183(Dent，1994年12月27日颁发)提示了一种自适应Viterbi 均衡器的新变型，这种均衡器并不利用信道模型来产生信号预测，或许 除了初始建立以外，因此也不用更新信道模型参数。相反，它所采用的 是直接更新每个状态的信号预测，而不经过首先更新信道模型的中间步 骤。

以上结合图4说明的本发明可以采用任何或所有在列作参考的文献 中所述的编码和调制方式，诸如为不同比特提供不等差错保护的收缩卷 积编码，用一些尾端比特或咬尾(tail-biting)终止一个编码块或采 用连续卷积编码和解码，以及任何将已编码之映射为称为星座点的相应 无线电信号相位和振幅的二进制或多进制的调制方法。

图5为按本发明的一个方面减轻干扰的设备的方框图。接收机501 产生“软样点”，送至解交织器503。经解交织的样点送至联合纠错解 码器505。联合纠错解码器505包括一个对同时发送的两个或多个同信 道信号的比特序列作出假设的比特序列假设器507。假设的发送比特序 列送至相应的编码器509、511。然后，经编码的信号送至施加相应唯一 加密模式513、515的装置。软样点预测器517接收加密模式装置513、 515的输出。软样点预测器517预测接收机应相应输出的软样点值序列。 Viterbi联合最大似然序列估计器519计算出预测与实际接收值之间的 积累失配，亦即路径量度。选择器521接收路径量度和假设的有用比特 序列，使那些导致最低路径度量的假设数据序列保留下来。然后，输出 有用信号的数据比特，而抛弃无用信号的数据比特。

列作本申请参考、同样转让的美国专利No.5,335,250(1994年8 月2日公布)揭示了一种大大减少在一次暂时信号衰落引起丢失一个训 练模失时丢失交错数据的方法。原理是不仅从一个训练模式向前对交错 数据解调，而且通过首先将接收的信号样点存储在一个存储器内再在时 间上颠倒这些样点的次序从下一个训练模式向后进行解调，作出从每个 方向解调的质量估计，确定用向前解调有多少个数据码元得到解码和用 向后解调有多少数据码元得到解码。在所使用的编码具有咬尾形式时， 信息码元配列在一个圆上以产生一个相应的编码比特循环，与向前和向 后解调有关的变形就是顺时针与逆时针解码解调，咬尾允许任何启动点 都可用来获得一个初始的信道估计组。较为有利的是选择在一个信号段 内已知信号具有较高质量的那个位置作为启动点。

所列参考文献中所揭示的其他可用于本发明的联合解码器的包括处 理在每个接收码元周期分布有多个信号样点情况的分布解码解调。

此外，本发明并不是只局限于用于卷积编码的信号，而是也可以用 于块编码的信号，虽然(通常)MLSE机状态数有所增加。

加密对于实现本发明也不是必需的，但应采用某种措施区别不同的 编码信号，诸如采用不同的编码多项式(即奇偶校验比特计算器112为 不同的发射机产生不同的函数)。有许多等效的编码多项式可以选用， 它们具有相同的编码性能，但产生不同的输出。理想上，一个编码器的 输出序列最好处在另一个编码器的“零空间”内。“零空间”的概念对 于熟悉编码理论的人员来说是众所周知的。

本发明不同于在美国专利申请08/393,809(前面所参考的)中揭 示的策略，其中所执行的联合处理是联合纠错解码而不是联合解码解 调。本发明所提出的方法通过利用纠错代码的编码增益进一步区别受到 不同编码的相互交叠的信号而改善了性能。

本发明已结合具体实施例作了说明。然而，对于熟悉本技术领域的 人员来说，可以用不同于上述优选实施例中的具体形式实现本发明是显 而易见的。这可以在不偏离本发明的精神的情况下完成。所列举的优选 实施例只是说明性的，完全不应认为是限制性的。本发明的专利保护范 围由所附权利要求给出，而不是前面的说明。因此所有落在权利要求范 围内的各种变型和等效形式都应属于本发明的专利保护范围之内。