处理频谱翻转的方法与装置 |
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| 申请号 | CN201010102909.X | 申请日 | 2010-01-29 | 公开(公告)号 | CN101902430B | 公开(公告)日 | 2013-07-03 |
| 申请人 | 联发科技股份有限公司; | 发明人 | 杨顺安; | ||||
| 摘要 | 一种处理 频谱 翻转的方法与装置。其中处理时域同步 正交 频分复用 信号 的装置包括接收区 块 ，用于接收所述时域同步正交频分复用信号，并根据接收的时域同步正交频分复用信号产生已降频转换信号；以及解调区块，用于解调所述已降频转换信号以产生传送流。本 发明 的效果之一在于，能够快速检测频谱方向并使DTMB接收机有效的适应正确的频谱方向。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种处理时域同步正交频分复用信号的装置，其特征在于，包括： |
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| 说明书全文 | 处理频谱翻转的方法与装置技术领域[0001] 本发明涉及处理无线通信信号，尤其涉及处理时域同步正交频分复用信号的装置与方法、处理无线通信信号的装置与方法、处理非诺斯壮-罗宾逊编码(Non-Nordstrom-Robinson-coded，Non-NR-coded)单一 载波 信 号的 装置、处理non-NR-coded无线通信信号的装置以及处理NR-coded无线通信信号的装置。 背景技术[0002] 正交调幅(Quadrature Amplitude modulation，QAM)是一种通过调变彼此相位不同的两个载波(例如正弦波)的振幅以传输数据/信息的方案。另外，一些其他调变方案可视为QAM的特殊情况。举例来说，移相键控可视为一种特殊情况，其中已调变信号的大小恒定，只有相位改变。通常来说，当利用QAM调变两个传输的信号时，传输的信号S(t)会呈现以下形式： [0003] S(t)＝I(t)cos(w0t)+Q(t)sin(w0t)＝I(t)cos(2πf0t)+Q(t)sin(2πf0t)[0004] 其中，I(t)与Q(t)为被传输的数据，f0为载波频率。 [0005] 在接收机端，应用降频转换以将接收的射频(Radio Frequency，RF)信号降频转换为中频(Intermediate Frequency，IF)信号或基频信号。假设混频器利用局部震荡信号LO＝cos((w0+v)t)将RF信号S(t)降频转换为中频信号。滤除混频器输出中的高频成分后，则产生I(t)cos(-vt)+Q(t)sin(-vt)形式的信号。另一种情况下，混频器利用局部震荡信号LO＝cos((w0-v)t)将RF信号S(t)降频转换为中频信号，则产生I(t)cos(vt)+Q(t)sin(vt)形式的信号。 [0006] 由于传输机端未能正确传输实部和虚部或者接收机端的架构会导致产生一种称为频谱翻转的现象。图1为描述频谱翻转特性的频谱示意图。如图1所示，从传输机端传输的期望信号应具有频谱TX_1。这个例子中，承载期望数据的传输信号的中心频率为666MHz。然而，若传输机端未能正确传输实部和虚部，则传输机端传输的实际信号会具有不同的频谱TX_2。如图1可见，频谱TX_2的方向与频谱TX_1的方向相反。因此，产生上述频谱翻转。对于产生于传输机端的传输信号(例如RF信号)的信号接收，接收机端的接收的信号转换为中频带。举例来说，期望中频为36MHz。如上所述，局部震荡信号会影响降频转换结果。假如由于接收机端的架构频谱方向没有翻转，则相应于具有频谱TX_1的传输信号的中频信号会具有频谱IF_1(如图1所示)，并且相应于具有频谱TX_2的传输信号的中频信号会具有频谱IF_2。接着，在接下来的阶段中处理中频信号以用于数据提取(data extraction)。根据接收机端的实际运作，通过混频器利用适当的局部震荡信号将中频信号降频转换为基带信号。如图1所示，相应于具有频谱IF_1的中频信号的已提取信号具有基带频谱Demod_1，然而相应于具有频谱IF_2的中频信号的已提取信号具有基带频谱Demod_2，其中基带频谱Demod_2的方向与基带频谱Demod_1的方向相反。此例子中，当接收机端接收具有期望频谱TX_1的传输信号时，预计从传输机端传输的实部和虚部能够从具有频谱Demod_1的已提取信号中正确的恢复。然而，当相同的接收机端接收具有翻转的频谱TX_2的传输信号时，预计从传输机端传输的实部和虚部由于频谱翻转将不能够从具有频谱Demod_2的已提取信号中正确的恢复。换句话说，频谱翻转将使接收机端不能正确解码接收的输入信号，因此导致严重降低接收机端的性能。 [0007] 因此，需要一种装置和方法，能够快速检测频谱方向并使DTMB接收机有效的适应正确的频谱方向。 发明内容[0008] 有鉴于此，本发明提供一种处理时域同步正交频分复用信号的装置与方法、处理无线通信信号的装置与方法、处理非Nordstrom-Robinson编码无线通信信号的装置以及处理NR-coded无线通信信号的装置。 [0009] 一种处理时域同步正交频分复用信号的装置，包括：接收区块，用于接收所述时域同步正交频分复用信号，并根据接收的所述时域同步正交频分复用信号产生已降频转换信号；以及解调区块，耦接于所述接收区块，用于解调所述已降频转换信号以产生传送流，所述解调区块包括传输参数发信解码器，用于执行传输参数发信解码操作以产生传输参数发信解码结果并根据所述传输参数发信解码结果验证所述接收的时域同步正交频分复用信号的频谱方向。 [0010] 一种处理时域同步正交频分复用信号的装置，包括：接收区块，用于接收所述时域同步正交频分复用信号并根据接收的所述时域同步正交频分复用信号产生已降频转换信号；以及解调区块，耦接于所述接收区块，用于解调所述已降频转换信号以产生传送流，所述解调区块包括：低密度奇偶检查解码器，用于执行低密度奇偶检查解码操作以产生低密度奇偶检查解码结果，并根据所述低密度奇偶检查解码结果验证所述接收的时域同步正交频分复用信号的频谱方向；以及快速傅立叶变换装置；其中，所述解调区块根据由所述低密度奇偶检查解码器验证的所述频谱方向，选择性的至少调整由所述快速傅立叶变换装置接收的输入信号的实部与虚部的其中之一，其中所述输入信号包括数据部分与信道部分。 [0011] 一种处理非诺斯壮-罗宾逊编码单一载波信号的装置，包括：接收区块，用于接收所述非诺斯壮-罗宾逊编码单载波信号，并根据接收的所述非诺斯壮-罗宾逊编码单载波信号产生已降频转换信号；以及解调区块，耦接于所述接收区块，用于解调所述已降频转换信号以产生传送流，所述解调区块包括映射装置，用于产生已映射信号；以及低密度奇偶检查解码器，耦接于所述映射装置，用于解码所述已映射信号以产生低密度奇偶检查解码结果，并根据所述低密度奇偶检查解码结果验证所述非诺斯壮-罗宾逊编码单载波信号的频谱方向；其中，所述解调区块根据由所述低密度奇偶检查解码器验证的所述频谱方向选择性的调换由所述映射装置接收的输入信号的实部与虚部。 [0012] 一种处理诺斯壮-罗宾逊编码无线通信信号的装置，包括：接收区块，用于接收所述诺斯壮-罗宾逊编码无线通信信号，并根据接收的所述诺斯壮-罗宾逊编码无线通信信号产生已降频转换信号；以及解调区块，耦接于所述接收区块，用于解调所述已降频转换信号以产生传送流，所述解调区块包括诺斯壮-罗宾逊解码器，用于执行诺斯壮-罗宾逊解码操作以产生诺斯壮-罗宾逊解码结果，并根据所述诺斯壮-罗宾逊解码结果验证所述接收的诺斯壮-罗宾逊编码无线通信信号的频谱方向；其中，所述解调区块根据由所述诺斯壮-罗宾逊解码器验证的所述频谱方向选择性的调换由所述诺斯壮-罗宾逊解码器接收的输入信号的实部与虚部。 [0013] 一种处理无线通信信号的装置，包括：第一接收与解调电路，用于接收所述无线通信信号并解调接收的所述无线通信信号，以基于第一频谱方向产生第一传送流；第二接收与解调电路，用于接收所述无线通信信号并解调接收的所述无线通信信号，以基于第二频谱方向产生第二传送流，其中所述第二频谱方向与所述第一频谱方向不同，至少所述第一接收与解调电路与所述第二接收与解调电路其中之一包括频谱方向验证装置，以验证接收的所述无线通信信号的频谱方向；以及选择装置，耦接于所述第一接收与解调电路与所述第二接收与解调电路，用于根据由所述频谱方向验证装置验证的所述无线通信信号的所述频谱方向选择性的输出所述第一传送流或所述第二传送流。 [0014] 一种处理无线通信信号的装置，包括：接收区块，用于接收所述无线通信信号，并根据接收的所述无线通信信号产生已降频转换信号；信号模式检测器，用于检测接收的所述无线通信信号的信号模式；以及解调区块，耦接于所述接收区块，用于解调所述已降频转换信号以产生传送流，其中所述解调区块包括多个频谱方向验证装置，并且所述解调区块参考由所述信号模式检测器检测的所述无线通信信号的所述信号模式，以验证所述接收的无线通信信号的频谱方向。 [0015] 一种处理时域同步正交频分复用信号的方法，包括：接收所述时域同步正交频分复用信号并根据接收的所述时域同步正交频分复用信号产生已降频转换信号；以及解调所述已降频转换信号以产生传送流；其中所述解调所述已降频转换信号以产生传送流的步骤包括执行传输参数发信解码操作以产生传输参数发信解码结果；以及根据所述传输参数发信解码结果验证接收的所述时域同步正交频分复用信号的频谱方向。 [0016] 一种处理无线通信信号的方法，包括：接收所述无线通信信号并根据接收的所述无线通信信号产生已降频转换信号；检测接收的所述无线通信信号的信号模式；以及解调所述已降频转换信号以产生传送流，所述解调所述已降频转换信号以产生所述传送流的步骤包括参考所述接收的无线通信信号的所述信号模式，用于选择多个频谱方向验证方案的其中之一，以验证所述接收的无线通信信号的频谱方向。 [0017] 本发明的效果之一在于，能够快速检测频谱方向并使DTMB接收机有效的适应正确的频谱方向。 [0019] 图1为描述频谱翻转特性的频谱示意图。 [0020] 图2为根据本发明一个实施例的用于处理无线通信信号的装置的方块示意图。 [0021] 图3为图2所示DTMB接收机的第一种情形的示意图。 [0022] 图4为系统信息映射表的示意图。 [0023] 图5为系统信息映射表的示意图。 [0025] 图7为图2所示DTMB接收机的第二种操作情形的示意图。 [0026] 图8为图2所示DTMB接收机的第三种操作情形的示意图。 [0027] 图9为图2所示DTMB接收机的第四种操作情形的示意图。 [0028] 图10为图2所示DTMB接收机的第五种操作情形的示意图。 [0029] 图11为图2所示DTMB接收机的第六种操作情形的示意图。 [0030] 图12为图2所示DTMB接收机的第七种操作情形的示意图。 [0031] 图13为根据本发明用于处理无线通信信号的装置的另一个实施例的方块示意图。 具体实施方式[0032] 在说明书及后续的权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的组件。所属领域中具有通常知识者应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个组件。本说明书及后续的权利要求并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及后续的请求项当中所提及的“包含”为一开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。以外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接于第二装置，则代表该第一装置可直接电气连接于该第二装置，或透过其他装置或连接手段间接地电气连接至该第二装置。 [0033] 本发明的实施例提出一种处理频谱翻转的新型方法。本发明的所述方法检测无线通信信号的信号模式，然后参考无线通信信号的信号模式用于选择多个可用频谱方向验证方案其中之一，以验证已接收无线通信信号的频谱方向。举例来说，当无线通信信号的信号模式为时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous Orthogonal Frequency Division Multiplexing，TDS-OFDM)模式时，选择传输参数发信(Transmission Parameter Signaling，TPS)解码操作或低密度奇偶检查(Low-Density Parity Check，LDPC)解码操作，以在频谱翻转发生时验证用于检测的已接收无线通信信号的频谱方向；当无线通信信号的信号模式为Non-NR-coded信号载波模式时，选择LDPC解码操作以在频谱翻转发生时验证用于检测的已接收无线通信信号的频谱方向；以及当无线通信信号的信号模式为NR-coded单一载波模式时，选择NR解码操作以在频谱翻转发生时验证用于检测的已接收无线通信信号的频谱方向。 [0034] 当TPS解码操作检测频谱翻转时，可调整局部震荡信号的频率设置、可调换传输至滤波/同步电路的输入信号的实部和虚部、可翻转传输至滤波/同步电路的输入信号的实部的正负号、可翻转传输至滤波/同步电路的输入信号的虚部的正负号、或者至少可调整传输至快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)装置的输入信号的实部和虚部其中之一(例如，调换传输的数据的实部和虚部，并且翻转信道估计结果的虚部的正负号，以使信道估计结果成为复共轭，并接着由FFT装置接收复共轭)，以使接收机获得将被传输机端传输的正确数据。当LDPC解码操作检测频谱翻转时，至少可调整将被输入至FFT装置的输入信号的实部和虚部其中之一，可调换解映射装置的输入信号的实部和虚部或时域解交织装置的输出的实部和虚部，以使接收机获得将被传输机端传输的正确数据。 [0035] 为清楚，处理由频谱翻转引起的问题的解决方法如下。假设从传输机端传输的信号S’(t)具有下列形式：S′(t)＝A(t)cos(ω0t)-B(t)sin(ω0t)，其中A(t)与B(t)为将被传输的数据的实部和虚部，并且ω0为载波频率。当混频器利用局部震荡信号LO＝cos((ω0+ωI)t)将传输的信号S’(t)降频转换为中频信号时(其中ωI为中频)，降频转换可由以下方程序表示： [0036] [0037] [0038] [0039] [0040] (1) [0041] 举例来说，表面声波(Sufface Acoustic Wave，SAW)滤波器会滤除高频成分A(t)cos((2ω0+ωI)t)与 并且利用自动增益控制(Automatic GainControl，AGC)消除系数 由此而得到中频信号A(t)cos(ωIt)+B(t)sin(ωIt)。 [0042] 由于频谱翻转，得到的中频信号A(t)cos(ωIt)+B(t)sin(ωIt)的实部和虚部分别为A(t)与B(t)。可知，虚部B(t)与传输的信号A(t)cos(ω0t)-B(t)sin(ω0t)的虚部-B(t)不同。第一种处理频谱翻转的方法是翻转接收机端的虚部的正负号。因此，得到的中频信号A(t)cos(ωIt)+B(t)sin(ωIt)的实部和虚部最终分别为期望的A(t)与-B(t)。 [0043] 第二中方法是翻转实部的正负号。因此，已调整中频信号可由以下方程序表示： [0044] -A(t)cos(ωIt)+B(t)sin(ωIt) [0045] ＝-[A(t)cos(ωIt)-(B(t))sin(ωIt)] (2) [0046] 接收机端中接下来的信号处理阶段可消除负号-1。举例来说，同步电路会使实部-A(t)与虚部B(t)分别成为期望的A(t)与-B(t)。 [0047] 第三种方法是调换实部和虚部。假设将被接收的期望的信号为复数形式：A(t)+jB(t)，其中 然而，实际接收的信号具有复数形式：A(t)+j(-B(t))。因此，调换实部和虚部后的结果如下： [0048] -B(t)+jA(t) [0049] ＝j[A(t)+jB(t)] (3) [0050] 上述方程式(3)中，虚部单元j可由接收机端接下来的信号处理阶段消除，从而得到期望的结果A(t)+jB(t)。 [0051] 第四种方法是改变用于降频转换中的中频。举例来说，为了从中频信号A(t)cos(ωIt)+B(t)sin(ωIt)得到DC成分(即实部和虚部)，利用具有中频ωI的局部震荡信号进一步降频转换中频信号A(t)cos(ωIt)+B(t)sin(ωIt)。操作可由以下方程序表示： [0052] [0053] [0054] [0055] [0056] [0057] [0058] 类 似 的，滤 除 高 频 成 分 [A(t)cos(2ωIt)+B(t)sin(2ωIt)] 与 [A(t)sin(2ωIt)-B(t)cos(2ωIt)]并且由AGC消除系数 以得到实部A(t)和虚部B(t)。为了获得期望的实部A(t)和虚部-B(t)，将中频从ωI变换为-ωI。在基带中得到期望的实部A(t)和虚部-B(t)的操作可由以下方程序表示： [0059] [0060] [0061] [0062] [0063] [0064] [0065] 在另一种设计中，可将第四种方法应用于中频，中频用于将RF信号降频转换为中频信号。也就是说，将局部震荡信号的频率从ω0+ωI变换为ω0-ωI。本领域技术人员通过阅读以上描述应能了解这样的等同操作，因此为简节省略进一步描述。 [0066] 为了进一步说明本发明，利用以下实施例进行进一步描述。 [0067] 图2为根据本发明一个实施例的用于处理无线通信信号的装置的方块示意图。此实施例中，用于处理无线通信信号的装置是数字地面电视多媒体广播(Digital Terrestrial Television Multimedia Broadcasting，DTMB)接收机300，用于处理遵循DTMB标准的无线通信信号RF。DTMB接收机300包括信号模式检测器302、接收区块310以及解调区块320，其中，接收区块310用于接收无线通信信号RF并且处理接收的无线通信信号RF以产生已降频转换信号，解调区块320用于解调由前面接收区块310产生的已降频转换信号以产生传送流(Transport Stream，TS)。如图2所示，接收区块310包括调谐器212、模数转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)214、降频转换器216、信号产生器318以及调整装置319，其中，降频转换器216用于产生已降频转换信号，已降频转换信号包括实部De_RE和虚部De_IM。解调区块320包括滤波器/同步电路222、信道估计器224、调整装置322、多个调换装置337和339、FFT装置225、OFDM均衡器228、TPS解码器330、IFFT单元232、信道状态信息(Channel State Information，CSI)产生器234、NR解码器336、解交织装置238、解映射装置240、LDPC解码器342以及Bose-Chaudhuri-Hocquenghem(BCH)解码器244，其中，信道估计器224用于产生信道估计结果的实部Ch_RE和虚部Ch_IM以及传输的数据的实部Data_RE和虚部Data_IM，FFT装置225包括多个FFT单元226与227。 [0068] DTMB接收机300的通常配置概要如下。当DTMB接收机300接收的无线通信信号为时域TDS-OFDM信号时，将OFDM均衡器输出直接传送至下一个信号处理阶段，即解交织装置238；另外，由CSI产生器234处理OFDM均衡器输出以产生信道状态信息以输入至解交织装置238。请注意，解交织装置238用于执行时域解交织，并且在TDS-OFDM模式下，FFT装置225执行FFT与频域解交织的组合。由解映射装置240、LDPC解码器342以及BCH解码器244依次处理解交织装置238产生的已解交织信号。 [0069] 当由DTMB接收机300接收的无线通信信号为non-NR-coded单一载波信号(例如，并非利用4QAM_NR调变产生传输得无线通信信号)时，首先由IFFT单元232处理OFDM均衡器输出以产生单以载波数据，然后将IFFT输出传送至后面的信号处理阶段，即解交织装置238；另外，由CSI产生器234处理IFFT输出以产生信道状态信息并传输至解交织装置238。接着，由解映射装置240、LDPC解码器342以及BCH解码器244依次处理解交织装置 238产生的已解交织信号。 [0070] 当由DTMB接收机300接收的无线通信信号为NR-coded单一载波信号(即利用4QAM_NR调变产生传输的无线通信信号)时，首先由IFFT单元232处理OFDM均衡器输出，接着由NR解码器336处理IFFT输出；另外，由CSI产生器234处理IFFT输出，并将CSI产生器234的输出提供至NR解码器336。将NR解码器336的解码输出传送至下一个信号处理阶段，即解交织装置238。由解映射装置240、LDPC解码器342以及BCH解码器244依次处理从解交织装置238产生的已解交织信号。 [0071] 如图2所示接收机架构，应用信号模式检测器302以检测接收的无线通信信号RF的信号模式，并且根据检测的无线通信信号RF的信号模式产生选择信号SEL至LDPC解码器342、TPS解码器330以及NR解码器336(LDPC解码器342、TPS解码器330以及NR解码器336也作为此实施例中的频谱方向验证装置)以选择多个频谱方向验证方案(多个频谱方向验证方案分别由LDPC解码器342、TPS解码器330以及NR解码器336支持)，以验证接收的无线通信信号RF的频谱方向。举例来说，信号模式检测器302可通过尝试与错误机制参考经由无线通信信号RF(例如经由TPS传输得载波模式信息)或利用阈值至平均功率比(Threshold-to-Average Power Ratio，TAPR)来识别信号模式。然而，此处仅为描述本发明，并不能用于限定本发明。也就是说，利用其他检测方法识别信号模式也是可行的。 [0072] 另外，当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，TPS解码器330将控制信号S1输出至信号产生器318、调整装置319以及322其中之一；当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，LDPC解码器342将控制信号S2输出至调整装置322、调换装置339以及解交织装置238其中之一；以及当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，NR解码器336将控制信号S3输出至调换装置337。 [0073] 为更清楚理解本发明，图2所示DTMB接收机300的多种操作情形如下。 [0074] 图3为图2所示DTMB接收机300的第一种情形的示意图。请注意，为简略仅在图3中显示与此情形相关的组件。举例来说，分路(bypass)入射信号至后面的滤波器/同步电路222的调整装置319、分路入射信号至后面的解映射装置240的调换装置339以及相关于单一载波信号处理的组件(例如IFFT单元232、NR解码器336以及调换装置337)没有显示于图3中。这种情况下，信号模式检测器302识别接收的无线通信信号RF的信号模式为TDS-OFDM模式(即，无线通信信号RF为TDS-OFDM信号)，因此选择并致能TPS解码器330支持的频谱方向验证方案。另外，当频谱检测验正方案检测到频谱翻转时，TPS解码器330将控制信号S1输出至调整装置322。因为TPS包括经由码字(codeword)传输得系统信息，因此频谱方向验证方案利用TPS的编码特性验证频谱方向。本领域技术人员可知，TPS用于提供系统配置信息。具体的，TPS包括36位，其中4位用于作为载波模式指示(indication)，其余32位组成一个码字，用于为每个信号帧提供系统信息，例如解调或解码信息。举例来说，当载波模式为单一-载波模式(C＝1)时，设置4-位载波模式指示为0的重复(即“0000”)，当载波模式为OFDM模式(C＝3780)时，设置4-位载波模式指示为1的重复(即“1111”)。通过Walsh编码映射与32-位伪随机(Pseudo-Rancom，PR)序列处理 6信息位以产生32-位码字。举例来说，32-位码字能够传输调变/星座(constellation)模式、LDPC编码率以及交织模式等的信息。每个32-位码字的长度为32；然而，所有可能 6 32 码字的个数是62(2)而不是2 ，图4与图5为系统信息映射表的示意图。TPS解码器330执行TPS解码操作以产生TPS解码结果，并根据TPS解码结果验证TDS-OFDM信号的频谱方向。举例来说，TPS解码器330解码由当前接收的TDS-OFDM信号传输得TPS信息以得到TPS传输得32-位码字，并参考得到的32-位码字以观察频谱方转是否发生。在一个实施例中，TPS解码器330在图4与图5所示的映射表中找到可能的码字中的一个，其与得到的32-位码字最相似或与32-位码字相同(即，识别相应于第一频谱方向的已解码码字)，并重映射(remap)得到的32-位码字以获得重映射码字，以及在图4与图5所示的映射表中找到可能的码字中的一个，其与重映射码字最类似或与重映射码字相同(即识别相应于第二频谱方向的已解码码字，第二频谱方向与第一频谱方向相反)。接着，TPS解码器330决定上述已解码码字中的哪一个最可能是从传输机端传输的真正的32-位码字。图6为信号帧的频谱示意图。当传输机端传输具有正确频谱方向的信号帧时，将利用从-M至N索引的36个子载波传输TPS。然而，传输机端传输具有相反频谱方向的信号帧的情况下，改变包含于TPS中的位的位置。举例来说，利用由将利用从-N至M索引的36个子载波传输TPS。也就是说，系统信息，包括解调/星座模式、LDPC编码率以及交织模式等，仍然由32-位码字传输；然而，位位置是不同的。当判断根据得到的32-位码字从图4与图5所示的映射表选择的已解码码字为承载系统信息的真正的码字(系统信息将被传输机端传输)时，则TPS解码器 330决定没有频谱翻转产生；相反，当判断根据重映射的32-位码字从图4与图5所示的映射表选择的已解码码字为承载系统信息的真正的码字时(系统信息将被传输机端传输)，则TPS解码器330决定产生频谱翻转。 [0075] 为清楚，上述操作概要如下。从当前接收的TDS-OFDM信号得到的32-位码字包括32位，每个位由Rm(m＝1-32)表示。对于图4与图5中映射表中所列的每个码字，利用下列方程式得到相应于nth码字的计算结果Ln： [0076] [0077] 上述方程式(8)中，rm为Rm的实部和虚部的加和结果，即rm＝Re(Rm)+Im(Rm)；另th th th th外，取决于n 码字的m 位的逻辑值，Cn(m)为+1或-1。一个实施例中，当n 码字的m 位th th 为0时分配Cn(m)为-1，当n 码字的m 位为1时分配Cn(m)为+1。因此TPS解码器330获得64个计算结果L1-L64。 [0078] 如前所述，当发生频谱翻转时TPS的位顺序将会改变。因此TPS解码器330重映射得到的32-位码字以得到包括32位的重映射码字，每个位由R’m(m＝1-32)表示。对于th图4与图5中映射表中所列的每个码字，利用下列方程式得到相应于n 码字的计算结果L’n： [0079] [0080] 上述方程式(9)中，r’m为R’m的实部和虚部的加和结果，即r’m＝Re(R’m)+Im(R’m)。因此TPS解码器330获得64个计算结果L’1-L’64。 [0081] 为了检测频谱翻转的发生，TPS解码器330从计算结果L1-L64与L’1-L’64识别最大值。当是从计算结果L1-L64选择最大值时(意味着计算结果L1-L64的最大值比计算结果L’1-L’64的最大值大)，TPS解码器330决定没有频谱翻转发生；相反，当是从计算结果L’1-L’64选择最大值时(意味着计算结果L’1-L’64的最大值比计算结果L1-L64的最大值大)，TPS解码器330决定发生频谱翻转。 [0082] 如上所述，利用Cn(m)与r’m得到计算结果L’1-L’64，其中，n＝1-64，m＝1-32。然而，利用C’n(m)与rm可得到相同的计算结果L’1-L’64，其中，n＝1-64，m＝1-32。另一种设计中，TPS解码器330重映射图4与图5所示列在映射表中的每个码字而不是得到的 32-位码字，并且接着为每个重映射码字获得上述C’n(m)。因此利用下列方程式得到相应于nth重映射码字的计算结果L’n： [0083] [0084] 当图3所示TPS解码器330检测到频谱翻转的发生时，TPS解码器330产生控制信号S1以启动调整装置322以至少调整由FFT装置225实际接收的输入信号的实部和虚部其中之一，其中输入信号包括传输的数据与信道估计结果。举例来说，一个实施例中，调整装置322调换传输至FFT单元227的数据部分(即传输的数据)的实部和虚部，并且将信道部分(即信道估计结果)的复数共轭输出至FFT单元226，其中FFT单元227与FFT单元227包含于FFT装置225中。更具体的，当利用TPS解码结果检测频谱翻转时，传输至FFT单元226的信道估计结果的实部为原始接收的实部Ch_RE(即原始的信道估计结果的实部为原始接收的实部Ch_RE分路至FFT单元226)，并且通过将原始接收的虚部Ch_IM的正负号进行翻转(即(-1)*Ch_IM成为分路至FFT单元226的虚部)来设置传输至FFT单元226的信道估计结果的虚部；另外，实部Data_RE成为输入至FFT单元227的虚部，虚部成为输入至FFT单元227的实部。然而，若输入至FFT单元226的信道估计结果与输入至FFT单元227的传输的数据进一步与常数C相乘，则OFDM均衡器228可消除常数C，且由于OFDM均衡器228执行的内在数据操作而不会影响实际OFDM均衡器输出。因此，调整装置322的通常输出可由以下方程序表示： [0085] Out_Data_RE+j*Out_Data_IM＝C*(Data_IM+j*Data_RE) [0086] (11) [0087] Out_Ch_RE+j*Out_Ch_IM＝C*(Ch_RE+j*(-1)*Ch_IM) (12) [0088] 上述方程式(11)与(12)中，Out_Data_RE与Out_Data_IM分别表示由FFT单元227实际接收到的传输的数据的实部和虚部；并且Out_Ch_RE与Out_Ch_IM 分别表示由FFT单元226实际接收到的信道估计结果的实部和虚部。举例来说，常数C可用+1、-1、+j或-j来实施。第一种情况，C＝+1时，调整装置322的操作与前述相同。即，Out_Data_RE＝Data_IM、Out_Data_IM＝Data_RE、Out_Ch_RE＝Ch_RE以及Out_Ch_IM＝(-1)*Ch_IM。 第二种情况，C＝-1时，调整装置322的操作与如下的操作等同：利用翻转原始接收的实部Ch_RE的正负号(即Out_Ch_RE＝(-1)*Ch_RE)来设置从信道估计器224产生的信道估计结果的实部、利用原始接收的虚部Ch_IM(即Out_Ch_IM＝Ch_IM)来设置从信道估计器224产生的信道估计结果的虚部、利用翻转原始接收的虚部Data_IM的正负号(即Out_Data_RE＝(-1)*Data_IM)来设置从信道估计器224产生的传输的数据的实部，以及利用翻转原始接收的实部Data_RE的正负号(即Out_Data_IM＝(-1)*Data_RE)来设置从信道估计器 224产生的传输的数据的虚部。 [0089] 第三种情况，C＝+j时，调整装置322的操作与如下的操作等同：利用原始接收的虚部Ch_IM(即Out_Ch_RE＝Ch_IM)来设置从信道估计器224产生的信道估计结果的实部、利用原始接收的实部Ch_RE(即Out_Ch_IM＝Ch_RE)来设置从信道估计器224产生的信道估计结果的虚部、利用翻转原始接收的实部Data_RE的正负号(即Out_Data_RE＝(-1)*Data_RE)来设置从信道估计器224产生的传输的数据的实部，以及利用原始接收的虚部Data_IM(即Out_Data_IM＝Data_IM)来设置从信道估计器224产生的传输的数据的虚部。 [0090] 第四种情况，C＝-j时，调整装置322的操作与如下的操作等同：利用翻转原始接收的虚部Ch_IM的正负号(即Out_Ch_RE＝(-1)*Ch_IM)来设置从信道估计器224产生的信道估计结果的实部、利用翻转原始接收的实部Ch_RE的正负号(即Out_Ch_IM＝(-1)*Ch_RE)来设置从信道估计器224产生的信道估计结果的虚部、利用原始接收的实部Data_RE(即Out_Data_RE＝Data_RE)来设置从信道估计器224产生的传输的数据的实部，以及利用翻转原始接收的虚部的正负号(即Out_Data_IM＝(-1)*Data_IM)来设置从信道估计器224产生的传输的数据的虚部。 [0091] 请注意，实际操作中，上述常数C可以为不同于+1、-1、+j以及-j的值。更具体的，只要相同的常数C应用于传输的数据与信道估计结果，则常数C可为任意值。 [0092] 如图3所示，在解交织装置238(解交织装置238需要很长时间解交织输入信号)之前执行频谱方向检测，因此可以缩短用于检查频谱方向的时间。另外，对传输的数据的实部DATA_RE与虚部Data_IM做的调整发生在滤波器/同步电路222之后。这样，并不需要重新执行信道同步与信道估计，因为重新执行会花费很多帧以恢复到好的状态。因此，可以极大的提高DTMB接收机的整体性能。 [0093] 上述为利用TPS解码结果验证频谱方向并选择性的使接收机适应正确的频谱方向以用于恢复从传输机端传输得正确数据的一个实施例。其他替换设计也可行。具体来说，任何利用TPS解码结果检验频谱方向并适应性的调整频谱方向的接收机装置都遵循本发明的精神，并且落入本发明的保护范围之内。 [0094] 图7为图2所示DTMB接收机300的第二种操作情形的示意图。为简略，仅在显示图7中显示与操作情形有关的组件。如图7所示，图2中信号模式检测器302识别无线通信信号的信号模式为TDS-OFDM模式，并且选择并致能由TPS解码器330支持的频谱方向验证方案。另外，当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，TPS解码器330将控制信号S1输出至调整装置319，其中调整装置319包含于接收区块310中。检测到频谱翻转时，TPS解码器330产生控制信号S1以致能调整装置根据设计需要，调换由滤波器/同步电路222接收的输入信号的实部和虚部、翻转传输至滤波器/同步电路222的输入信号的实部或翻转传输至滤波器/同步电路222的输入信号的虚部。举例来说，当利用TPS解码结果检测到频谱翻转时，由调整装置319接收的入射信号的实部De_RE和虚部De_IM分别成为传输至滤波器/同步电路222的实部和虚部；当利用TPS解码结果检测到频谱翻转时，由调整装置319接收的入射信号的实部De_RE保持不变，由调整装置319接收的入射信号的虚部De_IM变为-1*De_IM；当利用TPS解码结果检测到频谱翻转时，由调整装置319接收的入射信号的实部De_RE变为-1*De_RE，并且由调整装置319接收的入射信号的虚部De_IM保持不变。 [0095] 图8为图2所示DTMB接收机300的第三种操作情形的示意图。为简略，仅在显示图8中显示与操作情形有关的组件。如图8所示，图2中信号模式检测器302识别无线通信信号的信号模式为TDS-OFDM模式，并且选择并致能由TPS解码器330支持的频谱方向验证方案。另外，当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，TPS解码器330将控制信号S1输出至信号产生器318，其中信号产生器318包含于接收区块310中。也就是说，当检测到频谱翻转时，TPS解码器330产生控制信号S1以指示信号产生器318将局部震荡信号LO的频率从相应于第一频谱方向的当前频率设置变换为相应于第二频谱方向的新的频率设置，以达到解决频谱翻转引起的问题的目的，其中第一频谱方向与第二频谱方向不同。举例来说，当利用TPS解码结果检测到频谱翻转时，由控制信号S1指示的信号产生器318将局部震荡信号LO的频率从w0+ωI变为w0-ωI(用于将RF信号转换为IF信号)，或者将局部震荡信号LO的频率从wI变为-wI(用于将IF信号转换为基带信号)。这样降频转换器216即可正确选择将被降频转换的入射信号的频谱方向。 [0096] 如图7与如图8所示，在解交织装置238(解交织装置238需要很长时间解交织输入信号)之前执行频谱方向检测，因此可以缩短用于检查频谱方向的时间。因此利用由TPS解码器支持的频谱方向验证方案可提高DTMB接收机的整体性能。 [0097] 图9为图2所示DTMB接收机300的第四种操作情形的示意图。为简略，仅在显示图9中显示与操作情形有关的组件。如图9所示，图2中信号模式检测器302识别无线通信信号的信号模式为TDS-OFDM模式，并且选择并致能由LDPC解码器342支持的频谱方向验证方案。另外，当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，LDPC解码器342将控制信号S2输出至调整装置322。也就是说，LDPC解码器342执行LDPC解码操作以为每个频谱方向产生LDPC解码结果(例如奇偶检查结果)，并且根据LDPC解码结果验证TDS-OFDM的频谱方向。当一段时间内对于所有LDPC码字，当前频谱方向发现奇偶检查错误且与当前频谱方向相反的频谱方向没有发现奇偶检查错误，则LDPC解码器342认为发生频谱翻转。因此，LDPC解码器342产生控制信号S2以致能调整装置322以至少调整实际由FFT装置225接收的实部和虚部其中之一，其中输入信号包括传输的数据与信道估计结果。图9所示实施例中，调整装置322也根据上述方程式(11)与(12)产生输出至后面的FFT装置225。举例来说，假设常数C等于l，实部Ch_RE变为传输至FFT单元226的虚部、具有相反正负号(即(-1)*Ch_IM)的虚部Ch_IM变为传输至FFT单元226的实部、实部Data_RE变为传输至FFT单元227的虚部以及虚部Data_IM变为传输至FFT单元227的实部。 [0098] 如图9所示，对传输的数据的实部DATA_RE与虚部Data_IM至少其中之一做的调整发生在滤波器/同步电路222之后。这样，并不需要重新执行信道同步与信道估计，因为重新执行会花费很多帧以恢复到好的状态。因此，可以极大的提高DTMB接收机的整体性能。 [0099] 图10为图2所示DTMB接收机300的第五种操作情形的示意图。为简略，仅在显示图10中显示与操作情形有关的组件。这样，图2所示信号模式检测器302识别无线通信信号为non-NR-coded信号载波信号。举例来说，单一载波信号的无线通信信号的信号模式不是4QAM_NR模式。另外，选择并且致能由LDPC解码器342支持的频谱方向验证方案，并且当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，LDPC解码器342输出控制信号S2至调换装置339。也就是说，LDPC解码器342对从解映射装置240产生的解映射信号执行LDPC解码操作，以为每个频谱方向产生LDPC解码结果(例如奇偶检查结果)，并接着根据LDPC解码结果验证non-NR-coded载波信号的频谱方向。当检测到频谱翻转时，LDPC解码器342产生控制信号S2以致能调换装置339以调换输入信号的实部和虚部并且由解映射装置240接收。 举例来说，当利用LDPC解码结果检测到频谱翻转时，入射信号(即从解交织装置238产生的解交织信号)的实部和虚部分别变为虚部和实部并输入至解映射装置240。 [0100] 如图10所示，实部与虚部的调换发生在滤波器/同步电路222之后。这样，并不需要重新执行信道同步与信道估计，因为重新执行会花费很多帧以恢复到好的状态。另外，实部与虚部的调换发生在解交织装置238之后，因此节省了时间，节省的时间可用于OFDM均衡器的稳定以及用于执行解交织。因此，极大的提高了DTMB接收机的整体性能。 [0101] 图11为图2所示DTMB接收机300的第六种操作情形的示意图。为简略，仅在显示图11中显示与操作情形有关的组件。这样，图2所示信号模式检测器302识别无线通信信号为non-NR-coded信号载波信号。举例来说，单一载波信号的无线通信信号的信号模式不是4QAM_NR模式。另外，选择并且致能由LDPC解码器342支持的频谱方向验证方案，并且当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，LDPC解码器342输出控制信号S2至解交织装置238。当检测到频谱翻转时，LDPC解码器342产生控制信号S2以通过调换已解交织信号的实部和虚部的存储器地址来指示解交织装置238调换已解交织信号的实部和虚部并输出至解映射装置240。换句话说，因为解交织结果通常储存于存储器(图中没有显示)中，解映射装置240可将用于取回缓冲于存储器中的实部的存储器地址与用于取回缓冲于存储器中的虚部的存储器地址调换，以获得与调换实部和虚部的相同目的并且输出至解映射装置240。 [0102] 如图11所示，实部与虚部的调换发生在滤波器/同步电路222之后。这样，并不需要重新执行信道同步与信道估计，因为重新执行会花费很多帧以恢复到好的状态。另外，实部与虚部的调换发生在产生解交织结果之后，因此节省了时间，节省的时间可用于OFDM均衡器的稳定以及用于执行解交织。因此，极大的提高了DTMB接收机的整体性能。 [0103] 图12为图2所示DTMB接收机300的第七种操作情形的示意图。为简略，仅在显示图12中显示与操作情形有关的组件。这样，图2所示信号模式检测器302识别无线通信信号为non-NR-coded信号载波信号。举例来说，单一载波信号的无线通信信号的信号模式为4QAM_NR模式。另外，选择并且致能由NR解码器336支持的频谱方向验证方案，并且当频谱方向验证方案检测到频谱翻转时，NR解码器336输出控制信号S3至调换装置337。因为NR编码对频谱方向敏感，因此可以利用NR解码结果检测频谱翻转的发生。也就是说，NR解码器336执行NR解码操作以产生NR解码结果，并且根据NR解码结果验证接收的NR-coded单一载波信号的频谱方向。在传输机端，利用NR映射将入射8位映射至16位。具体来说，从入射的8位获得8个得到的位并作为奇偶位，然后再附加于入射的8位。因此NR解码结果包括8个软位，并且NR解码器336参考软位的大小以决定频谱翻转是否发生。通常来说，软位大小越大，频谱方向的可靠性越好。在一个实施例中，NR解码器336为第一频谱方向产生软位，为第二频谱方向产生软位(第一频谱方向与第二频谱方向相反)，并接着通过比较软位大小决定DTMB接收机300需要适应哪个频谱方向，以用于恢复从传输机端传输得正确数据。较佳的，多个帧的NR解码输出可积累，NR解码器336接着相应于第一与第二频谱方向根据积累值做出决定。另一种设计中，NR解码器336仅为当前频谱方向产生软位，并且将软位与预设阈值进行比较。当软位大小没有超过预设阈值时，NR解码器336决定当前频谱方向不正确。类似的，多个帧的NR解码输出可积累，NR解码器336将积累的值与预设阈值进行比较以做出决定。 [0104] 当检测到频谱翻转时，NR解码器336产生控制信号S3以致能调换装置337，以调换输入信号的实部与虚部并由NR解码器336接收。举例来说，当利用NR解码结果检测到频谱翻转时，入射信号(例如IFFT输出)的实部与虚部分别成为虚部与实部并输入至NR解码器336。 [0105] 如图12所示，在解交织装置238(解交织装置238需要很长时间解交织输入信号)之前执行频谱方向检测，因此可以缩短用于检查频谱方向的时间。另外，实部与虚部的调换发生在滤波器/同步电路222之后。这样，并不需要重新执行信道同步与信道估计，因为重新执行会花费很多帧以恢复到好的状态。另外，实部与虚部的调换发生在解交织结果产生之后，因此节省了时间，节省的时间可用于OFDM均衡器的稳定以及用于执行解交织。因此，极大的提高了DTMB接收机的整体性能。 [0106] 图12所示实施例中，利用NR解码结果验证单一载波信号的频谱方向，利用4QAM_NR调变单一载波信号。然而，此处仅为描述本发明，并不能限制本发明。换句话说，利用NR解码结果验证频谱方向的相同概念也可应用于任何NR-coded无线通信信号，例如利用4QAM_NR模式调变的OFDM信号(即多载波信号)。 [0107] 图13为根据本发明用于处理无线通信信号的装置的另一个实施例的方块示意图。此实施例中，用于处理无线通信信号的装置是DTMB接收机1100，用于处理遵循DTMB标准的无线通信信号RF。DTMB接收机1100包括第一接收与解调电路1102、第二接收与解调电路1104以及选择装置1106。第一接收与解调电路1102用于接收无线通信信号RF并接着解调接收的无线通信信号RF以基于第一频谱方向产生第一传送流TS_1。第二接收与解调电路1104用于接收无线通信信号RF并接着解调接收的无线通信信号RF以基于第二频谱方向产生第二传送流TS_2，其中第二频谱方向与第一频谱方向不同。另外，至少第一接收与解调电路1102与第二接收与解调电路1104其中之一包括频谱方向验证装置，频谱方向验证装置用于验证无线通信信号RF的频谱方向。此实施例中，第一解调区块中的频谱方向验证装置1108检测第一频谱方向是否为无线通信信号RF的正确频谱方向。举例来说，根据设计考虑可利用TPS解码器、NR解码器、LDPC解码器或它们的组合来实施频谱方向验证装置1108。选择装置1106耦接于第一接收与解调电路1102与第二接收与解调电路1104，用于根据由频谱方向验证装置1108验证的无线通信信号RF的频谱方向输出第一传送流TS_1或第二传送流TS_2以作为DTMB接收机1100的传送流TS。举例来说，当频谱方向验证装置1108检测到频谱翻转时，意味着第二频谱方向为无线通信信号RF的正确频谱方向，则频谱方向验证装置1108输出控制信号SEL’至选择装置1106，选择装置1106接着选择第一传送流TS_1作为DTMB接收机1100的输出。 [0108] 请注意，尽管如图13所示的第一接收与解调电路1102与第二接收与解调电路1104为单独的功能区块，这并不表明第一接收与解调电路1102与第二接收与解调电路 1104中的组件物理上彼此独立。举例来说，一个实施例中，第一接收与解调电路1102与第二接收与解调电路1104可共享相同的调谐器212、ADC214以及降频转换器216，如图2所示。 [0109] 如图13所示，第一接收与解调电路1102与第二接收与解调电路1104以平行处理方式处理无线通信信号RF，并且选择装置1106接着选择第一传送流TS_1与第二传送流TS_2其中之一作为DTMB接收机1100的输出。因此，并不需要重新执行信道信道估计，因为重新执行会花费很多帧以恢复到好的状态。因此，可以极大的提高DTMB接收机的整体性能。 [0110] 上述的实施例仅用来例举本发明的实施态样，以及阐释本发明的技术特征，并非用来限制本发明的范畴。任何所属技术领域技术人员可依据本发明的精神轻易完成的改变或均等性的安排均属于本发明所主张的范围，本发明的权利范围应以权利要求为准。 |
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