为测试或改进现有设备的数字化无线电系统中对差错控制解码器的有效旁路

本发明涉及改进的通信系统解码装置，具体而言，涉及地面移动 无线电接收机内的数字通道解码。更具体而言，本发明提供了一种技 术，用于将高性能(例如，最大似然序列估值MLSE)通道解码器加到 具有现有较低性能通道解码器的无线电系统中，而不需要移去或脱开 现有的解码器，迫使现有解码器的输出成为高性能解码器的输出。

公共安全专家们例如警官，消防队员和救护队员广泛地依靠地面 移动无线电系统提供快速和可靠的无线电通信。可靠性是特别重要 的，因为通信失误实现上可能意味着在危急的公共安全场合中的生与 死之差。

各种影响可能降低无线电通信的可靠性以致使通信畸变。噪声与 衰落是一直存在于通信通道上的。也有一种可能性，工作在或靠近相 同频率上的另一个发射机可能引起干扰。这些通道损伤可能对通信可 靠性及可理解性造成有害的影响。

无线电设计者们不顾通道损伤如噪声，衰落和干扰采用各种技术 增加通信可靠性。“通道编码”是这样一种众所周知的技术。通道编 码涉及一种信号变换，通过使被发射的信号能更好地承受通道损伤的 影响来改善通信性能。通常，通道编码的目的是通过改善接收机检测 方法以增强对不同符号之间的区分能力，来降低传输差错概率。因 此，在接收机上的检测方法可以更好地检测和纠正由通道损伤引入的 差错，减少这些差错就增加了可靠性，清晰度和可理解性。

图1示出一个示范性的数字地面移动无线电发送接收系统50的 通用总装置的简例，在该系统中采用通道编码技术来增加信号传输可 靠性。为了用系统50发送无线电操作员通过话筒52的谈话。来自话 筒52的话音信号通过语音放大器方框54放大(与滤波)。然后这些 信号由模数转换器55采样(即，变换成数字化的语音位)，并由语 音编码方框56处理。语音编码方框56可以例如，采用通常的“话音 编码”技术将语言的数字表达“压缩”，降低传输所需的无线电带宽。 通道编码器方框58取得“话音编码后”的数字化话音信号并对它们 作进一步的处理(例如，增加冗余度)以便提供如上所述的检错与纠 错能力。调制器方框60将编码的数字信号迭加到射频(RF)载波信 号上。已调RF载波可(如有必要，通过频率选择过程61将其适当地 上变换到工作频率上)由RF功率放大器62放大，并通过“T/R”(发 送-接收)开关64(或其它的通常的设备如一个双工器)加到天线 66。天线66将已调RF信号在空中发送到位于远方的接收站(例如一 个转发器或一个基站)。

为了接收信号，无线电系统50将来自天线66的信号通过T/R开 关64传送到RF放大器方框68。RF放大器方框68将微弱的天线信号 放大，频率选择过程69(例如，通常的下变换及进一步的中频或其它 的滤波)选择特定的接收到的感兴趣的信号。解调器70从RF载波中 恢复编码的数字二进制数据流。接收机的通道解码方框72在已解调 的信号(根据由通道编码方框58采用的特定的通道编码)中检错和 纠错，并输出被恢复的，已纠错的数字二进制数据流加可靠性估值。 语音解码方框74执行与发射机语音编码方框56执行过的相反的操作 (例如，“扩展”数字化的话音表达)以便根据通道解码数据及可靠 性估值恢复数字化语音。这种数字化的语音通过数模变换过程75被 变换回模拟信号，由声频放大器76放大，并通过扬声器78再现声音。

有许多类型的通道编码技术，设计者可以选择应用于无线电系统 50中的通道编码方框58和通道解码方框72。作为一种代表性的通 论，可参看，例如，Sklar,Digital Communicalions(prentice Hall 1988),pages 245-380。通道编码技术的选择通常代表在性能与复 杂性之间的协调。比较复杂的通道编码技术可以以增加复杂性为代价 提供更好的性能。因为通常使便携式和移动无线电简单，小型及便宜 是重要的，无线电设计者们不可能始终有选择可得的最高性能通信编 码或解码技术的乐趣。

通道解码器的一个基本的复杂性与性能的特性涉及是否解码器 作“软”或“硬”决策。当然，无线电通常需要至少最后作“硬”或 肯定的决策来辨别每个接收到的符号--因为无线电声频处理电路 需要与说“我不知道”或“我不能肯定”的输出相反的一个确定的信 号。然而，作出“硬”决策的级在确定通道解码器的复杂性中是一个 重要因素。对于较少复杂性的通道解码器，“硬”决策(例如，“我 接收到0位“或”我接收到1位”)在相当早的级上作出(例如，在 解调器输出)。较复杂的通道解码器用“软”决策(例如：8个不同 等级)替代“硬”决策“软”决策提供附加信息(例如，“可信度” 的可靠性估算)。在软决策背后的思想是提供通道解码器更多的信 息。然后解码器利用这些信息恢复消息序列具有比较好的性能(例 如，利用最大似然序列估值解码技术)，要比用硬决策解码技术可达 到的为好。但是，因为软决策解码器需要存贮与处理较多的数据，提 供这种增加的性能只是以相当大的复杂性为代价的。

使语音编码过程不容易发生位差错的工作在过去也一直在进 行。可以理解的是，差错率评估可被用来增加语音解码器的性能。参 看，例如，美国专利NO 5,247,579,Hardwick，该文描述了一种 改进的多段激发(IMBE)语言编码系统，使用了有纠错的被评估差错 率，通过在差错率超过预定水平时重发语音解码量化模型参数来改进 语音解码。

JP5235784(NEC Corp．)讲授了使用一种通常的与Reed-Solomon 块通道解码器级联的通道解码器。由通道解码器提供的可靠性信息被 输入到Reed-Solomon解码器。Reed-Solomon解码器利用可靠性信息 作消除用。WO83/02344(IBM)讲授如何把附加的“标志”数据(例 如，存贮状态)信息嵌入数据流供给一个差错检测系统，“看上去像” 差错的控制码被有意地嵌入到数据流中。在下游，一种群解码器把这 些码从“真正的差错”中区分开来以便根据“标志”“看上去像”一 个不可校正的数据流差错抑制差错指标，这些参考文献中没有一份讲 授第一通道解码器输出信息到第二级联解码器，强迫第二解码器产生 码字和/或由第一解码器产生差错估值。

一种对某些移动无线电应用可接受的价格性能权衡的特别的通 道与语言编码/解码技术是IMBE语言编码器及差错控制码(ECC)技 术，这是由Digital Voice Systems,lnc．(DVSI)of BurLing ton Massachusetts研制并由Ericsson lnc．取得许可权应用于 Ericsson’s PRISM TDMA以及窄带地面移动无线电产品中。这种特别 的技术应用一种通道解码器，它是软决策解码器与硬决策解码器之间 的“混合物”简明地说，DVSI的设计根据“硬”决策提供“差错与消 除”通道解码，并产生一种可靠性估值用于后继的语音解码过程。

图2示出了一种DVSI的IMSE解码器模块100的简化方框图，它 包括一个通道编码器/解码器72A和一个语音编码器/解码器74A，装 在单独的集成电路内例如VLSI集成电路片或插入板。在该设计中， 接收机解调器70A的二进制数据流输出r提供给解码器模块100的输 入。在解码器模块100内，通道解码器74A产生一组解码码字y和可 靠性估值RE，提供给语音解码器74A。语音解码器74A既用码字输出 r又用可靠性估值RE进行解码并重建数字化话音二进制数据流DV， 输出供进一步的声频处理(例如，数模变换和模拟声频放大)。

图2A示出由图2通道解码器72A执行的过程的简化流程图。该 过程接收输入r(接收到的由解调器70A产生的向量)在向量r中的 每个分量ri是一个0和(2m-1)之间的整数，m是软决策位的数目。 过程首先产生Z，一个r是硬决策型式，采用阈值为(2m-1)/2(方 框102)。过程也识别ri最接近阈值的t位置-量t是码的解码半径 (例如，对于汉明码t=1)(方框104)。过程往下从相应于t位置 (即，t最不可靠位)(方框106)的Z中消除这些位；并建立2t向 量Z(j)，采用所有Z的未消除的位，并且每个用一个不同的组合代替 消除位(方框108)。然后Z(j)向量被解码，产生2t码字y(j)(方框 110)过程从这些码字y(j)中选取最后码字入选者，最后的码字入选者 是这样的，使(2m-1)y(j)在欧几里德距离中最接近r(方框112)。 过程也产生差错型式e的汉明权b,e=z-y作为对y的一个可靠性估 值(方框114)。过程将这些合成的所选取的码字及有关的可靠性指 标输出到语音解码器74A--在它执行的语音解码过程中利用两类数 据。

以上涉及的汉明权和欧几里德距离对于使码向量之间的相对距 离定量化是众所周知的技术。欧几里德距离是一个公共的几何量，它 考虑了多自由度空间中向量的方向。在编码的范围中，欧几里德距离 通常用于软决策解码作选择，根据概率，一个“最接近”(在多自由 度码空间中)接收到的输入向量的输出码字。欧几里德距离可通过计 算两个向量之间的内(“点”)积来确定，例如，一个软决策解码器 可选择一个码字U(m’)，如果它使下式为最大 $\underset{i=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}\underset{j=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{Z}_{\mathrm{ji}}{U}_{\mathrm{ji}}^{\left(m\right)}----\left(1\right)$

其中Z是接收到的向量或型式(序列)，包括元Zrj,U(m)是输 出码字序列。此技术选取在欧几里德距离中最接近接收到的序列的码 字U(m’)。

汉明权是基于汉明距离另一种不复杂的编码距离的量度。在两 个码向量之间的汉明距离被规定为它们之间不同的元的数目。因此， 一个差错型式的汉明权等于它离开全零向量的汉明距离—因而也就 是在型式中非零元的数目(即，在二进制向量中1的数目)。

虽然图2的设备可以代表一种可接受的成本-性能的权衡，然而 它宽容了一个不足，即它的IMBE通信解码器72A只能部分使用它可 得到的软信息，一种称为“最大似然序列估值“(MLSE)解码器的不 同类型的能码器是一定条件下最佳的软决策解码器。低复杂性的实现 方法(例如，格子解码器)目前已研制出来了。使得有可能更有效地 执行MLSE解码。这样的低复杂性的实现方法可能是非常适合于基站 及无线电转发器--在此附加的通道编码器的复杂性可认为是有理由 的，因为它可提供增加的性能(例如，减少语音的畸变)。因此至少 在某些应用中用MLSE解码器方案替代图2中所示的IMBE ECC解码器 看来是有吸引力的(例如，作为一种可选的特点，一种扩展或翻新改 进)。

遗憾的是，图2的示范性解码器模块100的紧密集成化设计使它 不可能简单地“换掉”或者物理上将现有的解码器72A旁路而没有也 将有联系的语音解码器74A旁路。模块100可被设计成(例如，为了 其它原因减少引出脚)对语音解码器74A的输入是不便于出入外部世 界。然而，由于语音解码器利用通道解码器的特定的差错率估值，因 此在通道解码器72A与语音解码器之间存在紧密的结合--使它很难或 不可能使用语音解码器而没有也利用它有联系的通道解码器。因此， 唯一的利用语音解码器74A的实用方法是与现有的IMBE通道解码器 72A联用。为了提供新的通道解码器和新的语音解码器而对整个模块 100统统重新设计与重新安放不可能是有成本效率的，试图翻新改进 或改进一个已经制造好的无线电设备无论如何是极端困难或不可能 的。

我们已经发现了一种技术，用于有效地旁路已有的通道解码器 72A而不需要物理上从无线电系统50移去或者脱开。简明地说，我们 通过采用一种附加的，较高性能(例如，MLSE)的解码器，将产生的 信息输送给已有的解码器72A而有效地将它旁路。这种较高性能解码 器可以，例如，采用一种最大似然序列估值(MLSE)通道解码技术。 附加的信息强迫已有的解码器产生相应于较高性能解码器输出的输 出。为了做到这点，我们将解调器70A输出与已有的通道解码器72A 之间的联接断开，在解调器输出与已有的解码器输入之间插入一个附 加的高性能解码器。

在本例中的MLSE解码器产生一系列差错校正估值码字和差错型 式估值。依据本发明的一个方面，我们利用MLSE解码器的差错型式 估值—至少在某些条件下--产生仿真的差错，有效地“欺骗”已有的 解码器提供一个合适的差错估值给语音解码器。这使语音解码器能以 精确的差错估值为基础工作--即使差错估值可认为是差错，已有的 解码器不可能校正它自己!

我们可有选择地将这些仿真差错插入到MLSE解码器的已纠错输 出中，这些人为引入的差错就其类型和性质来说是可被现有的解码器 72A可靠地检测和校正的。然而，这些仿真差错被规定成这样，使已 有解码器72A产生的可靠性估值将被强迫匹配--尽可能地接近现有解 码器的极限--由较高性能解码器产生的差错型式估值。

因此，依据本发明提供的技术，现有的IMBE解码器72A将其输 入变换成较高性能解码器码字输出(在引入仿真差错以前)的精确的 复制品--也产生与较高性能解码器的差错型式估值匹配(在现有解 码器的约束以内)的可靠性估值。因此，现有的解码器72A被有效地 旁路或变成“透明的”--使较高性能解码器输出(既有被解码的码字 又有差错型式估值)有效地送到语音解码器74A的输入。

我们的技术可被用于，例如，在当前的平台上测试新的MLSE解 码器，或者作为改进将MLSE加到现有的接收机上。

通过参考结合附图对目前的示范性最佳实施例的以下详细描 述，可更好地和更全面地理解本发明的各种特征与优点，其中：

图1示出一种应用通道编码增加传输可靠性的示范性数字无线电 发送接收机；

图2示出示范性接收机解调器，通道解码器以及语音解码器线 路；

图3示出一种由本发明提供的示范性实施方案，采用较高性能最 大似然序列估值(MLSE)解码器有效地将图2的现有的通道解码器旁 路，而同时允许继续使用语音解码器；

图4是由图3的实施方案执地的各步骤的简化流程图；和

图5是可由图3的实施方案执行的更详细的和/或可替代的步骤 的流程图。

图3示出了由本发明提供的无线电解调器和解码器线路的一种示 范性实施方案。图3中所示的方案，例如，可被应用于图1的无线电 发送接收机系统50中。比较图2与图3，可以看出，在解调器70A 的输出和现有的IMBE通道解码器72A的输入之间图2的联接已经被 断开并由一个扩展或翻新的包括一个高性能解码器200和一个接口 300的信号支路来代替。

在本例中，解调器70A(向量r)的输出被供给高性能解码器200 的输入。高性能解码器200依据某种算法(例如，最大似然序列评估 (MLSE)，以有效实现方法为基础。例如采用格子)执行差错检测与 校正。在此特定的例子中，高性能解码器200的被评估的码字输出y’ 被施加到(与其它的值一道)接口300。接口300(可以被认为是一 种输出设备，用于将数据输出到现有的解码器72A)有选择地将仿真 差错引入到由高性能解码器200输出的被评估的码字y’中，并将被评 估的码字输出数据流和这些有意引入的仿真差错作为一个向量r’施 加到现有的解码器72A。现有的解码器72将r’向量解码，检测并校 正有意插入的仿真差错--产生码字y，它是较高性能解码器200的 被评估的码字y’输出的精确的复制品。另外，由现有的解码器72A产 生的可靠性估值RE取决于由接口300人为地引入到r’中的差错数 目。因此接口300可引入适当数量的仿真差错到r’向量中强迫现有的 解码器72A产生与由较高性能解码器200产生的差错型式估值e’相匹 配的可靠性估值RE(在现有解码器的约束以内)--同时仍然允许较 高性能解码器校正现有解码器不可能校正的差错。

依据图3的实施方案，接口300将一种变换施加到码字y’，这就 是施加到其输入的现有解码器72A的变换的倒数，最简单地说，由接 口300所做的处理完全被现有解码器72A“取消”或倒转--因此接口 300有效地“删除”或旁路现有的解码器72A。

最后的总效果是有效地将高性能通道解码器200联接到语音解码 器74A的输入--不需要现有的通道解码器72A物理上移去或脱开， 不需要语音解码器74A的输入与解码器模块100外部的线路200,300 相联接或有通路。

在本例中，如果希望的话，方框200,300可用适当编程的数字 信号处理器(DSP)集成线路片来实现，替代方案可以是，用高速序 列逻辑例如门阵列来实现方框200,300--或者用编程的处理器和专用 逻辑的组合，在一种专门的实施方案中，输出线或联接解调器78的 输出到模块100的输入的导电通路物理上可被切除或断开--采用在断 开的联接上搭桥的附加方框200,300。因此，在图3中明显地描绘的 有两个不同输出(一个切开和一个没有切)的解调器70A和有两个输 入(一个切开和一个未切)的现有解码器72A是不必要的，只是为了 说明起见才示出的。

图4示出了由图3的解码器200，接口300和现有的解码器72A 执行的示范性步骤的简化流程图。在图4的例子中，方框202可由附 加的高性能解码器200执行；方框302,304可由接口300执行；方 框472可由现有的解码器72A执行；方框474可由现有的语音解码器 74A执行。具体而言，解调器70A的解调输出r由高性能解调器200 解码，采用通常的MLSE解码技术检测与校正差错(方框202)，高性 能解码器200评估已纠错的码字(y’)，并也产生差错型式估值(e’)， 指明高性能解码器已校正的差错数。这些值在本特例中被输出到接口 300。

在本例中的接口300根据由MLSE解码器200(方框302)校正的 差错数目产生差错型式，可以在一种专门的实施方案中产生这样的差 错型式，该方案包括简单地使--在某些条件下--未校正的二进制信息 数据流通过现有的解码器72A进行差错校正与检测(方框304)--但 是只有在高性能解码器200已经检测并识别了差错，接口300分析差 错，确认现有的解码器能够校正被检测的差错以后。因为这个过程约 束送到现有解码器的差错型式的效果，只有那些现有解码器能校正的 差错型式才送出(方框302)。

因为高性能MLSE解码器200能够校正比本例中的现有解码器72A 多的差错，在此存在高性能解码器校正现有解码器不能校正的差错的 可能性(确实，这就是为什么大家首先想要应用高性能解码器200的 原因)。至少在这样的情况下，接口300可产生一种仿真差错型式， 它并不直接与实际遇到的差错对应(这种差错是现有的解码器不可能 校正的)，而由一种现有的解码器可成功地检测与校正的类型来代 替，而且，在本例中，接口300选择一种仿真差错型式，将强迫现有 的解码器72A输出一个可靠性估值RE，与由高性能解码器200产生的 差错评估密切对应，用这种方法，语音解码器74A将有这样的好处， 至少有一个近似精确的可靠性估值--并将也接收一个完全校正的码 字。为了实现这点，接口300可将被强制的仿真差错型式插入由MLSE 解码器200评估的码字y’，并将带有有意引入的差错的合成码字作为 一个向量r’送到现有解码器72A的输入(方框304)。

现有的解码器72A检测与校正在假接收到的供给它的向量r’内的 差错。它产生差错校正的码字y和有联系的可靠性估值RE。在本例 中，由现有解码器72A输出的码字与由高性能MLSE解码器200(即， y=y’)输出的码字相匹配。另外，由现有的解码器72A产生的可靠性 估值RE与--在现有解码器的纠错能力的约束以内-由高性能MLSE解 码器200产生的差错估值e’相匹配(方框472)。现有的解码器72A 输出码字y和可靠性估值RE，由语音解码器74A用于将码字可靠地扩 展到被恢复的数字化语音中(DV)(方框474)。这种数字化语音被 输出用于进一步处理。例如，如图1中所示。

在一种更详细的实施方案中，图4的步骤可被实施如下：

1．严格地限制解调器输出r以产生二进制向量z’。

2．MLSE解码器供给r并输出码字估值y’。

3．差错型式估值是e’=z’-y’。

4．差错估值的数目是b’，汉明权是e’(参看前面关于汉明权的描

述)。

5．如果e’是现有检测器的“陪集首”(见以下的讨论)，令

r’=(2m-1)Z’。否则，重置e’为有最大可能权≤b’的陪集首，重

置z=y’+e’，并且令r’=(2m-1)Z’

6．仿真解调器输出r’被送到现有的解码器。

图5示出了由ILSE解码器200和接口300执行的步骤的一种更 详细的例子(接口在一种专门的实施方案中可由一个在软件控制下的 单独的数字信号处理器片来实现)。在图5的例子中，解调器70A输 出r首先被硬限制，用于产生一个二进制向量Z’(方框502)。一种 通常的MLSE解码算法被送到原先的解调器输出r。在此解调器输出r 上执行LMSE解码，并输出一个码字估值y’(方框504)。

然后过程计算差错型式估值e’，指明在硬限制的二进制向量Z’ 和MLSE已解码的码字估值y’之间的差，即：

   e’=z’-y’

(方框506)。这种差错型式估值是由方框504的MLSE解码过程 校正的差错数目或量的一种指标。方框508用这种差错型式估值e’ 计算差错估值的数目b’(其中b’是e’的汉明权)。因此，在本例中我 们用e’=z’-y’作为差错型式的一种估值，它的汉明权b’作为位差错数 目的估值。

这些估值e’和b’是一种小技巧。现有的解码器72A使用一种完全 的解码器，我们假定，我们知道全部的陪集首(CL：见下)，即全部 能校正的差错型式。然而，软决策解码器200可产生e’，这并不是现 有解码器72A的一个陪集首—即，它可校正现有解码器不可能校正 的一个差错。软决策解码器200也可产生b’＞t(其中t是由发射机 IMBE编码器采用的码的解码半径)--然而对于完善的(23,12)和 (15,11)码，软决策解码器始终产生估值b’≤t。

在一种实施方案中，差错估值b’可被箝位于不大于现有解码器 72A可校正的差错数，该被箝位的差错估值在所有的情况下被用于产 生仿真差错型式，以便插入由软决策解码器200输出的码字估值y’ 中产生r’仿真已解调向量应用到现有的解码器72A中。

依据另一个，少许复杂的示范性实施方案中，我们通过不同方式 地处理两种差错型式建立送到现有解码器72A的一种仿真接收到的向 量r’--如决策方框510的两个分支所示并在以下描述。

情况1:e’是一个陪集首并且是现有解码器72A可校正的。

在图5中所示的这种比较复杂的实施方案中，决策方框510确定 对于现有解码器72A来说差错型式估值e’是否是一个“陪集首”。不 管现有的解码器72A实际上是如何实施的，采用一个“标准阵列”来 仿造现有解码器72A是可能的。按以下方式来安排代表可能接收到的 向量的2nn-tuple，第一行包含所有从全零向量开始的码向量，第一 列包含所有可校正的差错型式，在线性块码的情况下，全零向量必定 是每一行(“陪集”)中码字集的成员，由该向量型式摄动的码向量 跟随的第一列(被称为“陪集首”)中的差错型式组成。可参看，例 如，以上讨论过的Sklar的教科书277页，5.4.8节。决策块510测 试e’，确定由高性能解码器200识别与校正的差错是否是现有的解码 器72A能够校正的差错(即，是否它是一个陪集首)。

如果，在这种特定的实施方案中，现有的解码器72A能够校正此 差错(“是”退出决策框510)，那末过程可把“原始的”(处于阈 值的)二进制向量Z’送到现有的解码器72A，虽然并未有效地利用或 旁路高性能MLSE解码器200的解码输出(方框516)。在这种特定的 情况下，因为软决策解码器200已经确认现有的解码器72A能够校正 此差错，MLSE解码器的附加性能并不需要，系统可以依靠现有解码器 的纠错能力。

因此，在决策方框510的这个分支中，我们可直接令r’=(2m-1) Z’(方框516)。现有的解码器72A接收r’。它的r’的硬决策向量Z 和Z’相符合。因为所有的r’的分量有相同的幅度，现有解码器72A在 它需要的任何地方可自由地宣告消除，对结果没有影响。2t个向量 Z(j)中的一个，譬如说Z(0)，是Z’，它的相应的码字y(0)是y’，因为它 们的差是等于e’，是一个陪集首。现在指出，给出一个恒定的幅度r’， 欧几里德距离是等效于汉明距离。因此在y(j)之间，在欧几里德距离 中y(0)=y’，由现有的解码器72A选为输出y--差错估值是b=b’。

情况2:e’不是一个陪集首，因此差错不能由现有的解码器校正。

在这种特定的实施方案中，如果决策方框510确定，由MLSE解 码器200校正的差错不能由现有的解码器72A校正(即，在现有解码 器的标准阵列模型内差错不是一个陪集首)(“否”退出决策方框 510)，那未实施方案将一个仿真差错型式插入由MLSE解码器200输 出的码字估值y’中。这种仿真差错型式不同于由MLSE解码器200校 正的实际差错，在其中仿真差错型式可由现有解码器72A校正(然而 现有解码器不能校正原先的差错)。

在该实施方案中，有意地引入到由MLSE解码器200输出的已校 正的码字估值y’中的特定的仿真差错型式是这样的，由现有的解码器 依据对差错的校正产生的可靠性估值将尽可能接近(在现有解码器 72A的约束以内)由MLSE解码器200产生的差错估值数。更详细地说， 令T是最大陪集首的权。如果b’≤T，我们让e’等于权b’的某个陪集首， 如果不是，我们让e’等于权T的某个陪集首。

因此，在此特定的例子中，仿真差错型式通过将e’重置为现有解 码器72A的标准阵列模型内的一个陪集首来产生(这是可以由现有解 码器校正的)(方框512)。该所选的特定陪集首是具有小于或等于 由方框508算出的差错估值b’的数目的最大可能的权的陪集首(方框 512)。然后，本例将二进制向量Z’重置为等于MLSE解码器200的被 估值的码字输出y’与差错型式之和，即：

 z’=y’+e’

(方框514)。这种新的z’被用于由方框516计算输出向量r’， 像以前一样。现有解码器72A将Z(0)=Z’解码为y(0)=y’，并输出y=y’ 和b=min(b’,T)。

虽然对本发明结合目前认为是最实用和最佳的实施方案作了描 述，应该理解到，本发明并不限于所公开的实施方案，而且相反，意 在覆盖包括在所附的权利要求的精神和范围以内的各种修改和等效 的线路方案。