在一个同时话音与数据通信系统中进行格型编码的方法及装置

本发明涉及一个数据通信设备，例如调制解调器。本发明尤其涉 及经同一通信设施在同一时间对话音及数据信号的传输。

一般地说，就象公共交换电话网(PSTN)那样，调制解调器处理 一个数据信号，以便提供一个已调信号，经过一个通信信道传输到远 端调制解调器，即接收调制解调器。尽管是任何调制方案都可用于产 生出已调信号，但通常该已调信号属正交调幅(QAM)的成分。这种 已调信号表示一个数据符号的序列，其中的每一数据符号是从一个构 象(constellation)信号空间中选定的信号点。在此方案中，在数 据符之间有一个预定的最小间距(spacing)。这一最小间距，即间 隔，直接涉及到该数据通信系统的所期望的误差界限。这一所期的误 差界限是在该通信系统中可接受的噪声等级。例如，当已调信号由远 端调制解调器所接收时，每一个被接收信号点的值一般是不同于被发 送信号点的值的，而这些信号点的值的每一个都与一个数据符相关联。 在信号点值中的这种改变是由通信信道中所引入的噪声所引起的。结 果是，该接收调制解调器在该序列的每一个所收信号点处执行一个 “限幅”(slicing)操作。这种限幅操作时于所收信号点作最接近 的数据符号作最简单的估计。这称之为一个“硬判定”。只要是来自 通信信道的噪声小于该可接受误差界限，该接收调制解调器将总是正 确地估计该被发送的数据符号。

然而，当来自通信信道的噪声大于该误差界限时，该接收调制解 调器则开始进行不正确的“硬判定”该发射的数据符号序列的每一单 独的一个。如果大于该误差界限的噪声量被加到一个一个发送的数据 符，以使该已上信号点更接进于不同于所传输数据符号的数据符号一 即出现接收调制解调器错误地提取该错误数字符号的结果，则一个不 正确的硬判定，即硬误差就会出现。结果，通常采用误差校正技术以 进一步编码信息，以使该接收调制解调器能够从由通信信道所引入的 任何硬误差恢复到一个范围。

例如，一种误差校正技术是类似于格型编码的一种信道编码方案。 此时，该传送调制解调器选择数据不仅是作为在任何时间间隔中数据 信号的当前值的函数，而且是作为数据信号的先前值的函数。换句话 说，格型编码方案是一种卷积码的形式。结果是，接收调制解调器不 仅执行一种限幅操作，而且执行一个频道编解码操作。特别地，接收 调制解调器不仅进行一个对每一所收信号点的硬判定，而且还查看在 先的硬判定，以估计当前数据字符。在对一特定数据字符进行判定之 前能存储的数据符号的数目通常被称为“解码深度”。总体上，尽管 是来自通信信道的噪声是大于大于可许可的误差界限，信道编码技术 仍会使数据通信运行。    

1993年6月14日提交的08/076505号授予Gordon Bremer和 Kenneth D.Ko的题为“同时的模拟与数字通信系统”相关美国专利 申请公开了一个同时传送声音和数据的通信系统，其中，代表一个话 音的信号，即第二信号，被加到每一个数据符号，用于经一通信信道 而传送到一接收调制解调器。尤其是，该数据符号是一个被加有一话 音信号矢量的基准信号点值，它代表着话音信号。这种将话音信号加 入数据符号，使得一个信号点被选作既是所选数据符号也是话音信号 矢量尺寸的函数。

该被选信号点是从被分成若干个非重叠区域的一个构象信号空间 中选取，每一个区域都与一个数据符号相关。随之，在一区域中的任 何信号可被有效地被选来用于传输到一个接收调制解调器。由于每一 个信号点区域是非重叠的，该话音信号矢量被限制为一确定的最大尺 寸，即动态范围，以使得选定用于发送的信号点总存在于该所选区域 之内，该区域是由所选数据符号所确定的。

遗憾的是，被发送的话音信号的质量直接涉及到该话音信号矢量 的可允许动态范围。结果是，任何对于该动态范围的限制，也限制了 对于任何话音传送质量改善的能力。

因此，根据本发明，在一个包括有误差校正技术的通信系统中， 这些信号空间区域中的至少一个的尺寸被以这样的方式扩展，即该区 域与信号空间的另一区域相重叠。结果是，话音信号的动态范围，即 第二信号的动态范围被增加，从而改善了第二信号的发送质量。

当取自两个区域的重叠区的一个信号点被选来用于传输时，一个 人为的误差即被以这样的方式引入到数据符号流中，即一个接收器在 估计该发送数据符号过程中将有可能产生一个硬误差。然而，已经认 识到，尽管由于在已收数据信号上的明显的噪声(定话音信号)而使 接收机产生出硬误差的事实，支持数据符号选择的误差校正技术使得 该接收机能够识别信号空间的正确的区域，从而实现数据信号及话音 信号的恢复。

在本发明的实施例中，一个同时的话音和数据系统包括实现一个 格型(trellis)编码的一个调制解调器，用于选择若干个数据符号 中的一个，其中每一个数据符号由取自信号点构象中的一个特定的信 号点所识别。这种信号点的构象被分成若干个区域，其中的每一个区 域包括有该构象信号空间的一部分以及上述数据符号之一。此外，每 一个区域与每一个相邻近的区域重叠。尤其是，信号空间的某些区域 重叠，以使得话音信号的动态范围增加3dB。

图1示出了使用在一个同时话音及数据通信系统中的非重叠信号 点构象；

图2示出了使用在图3所示发射机中的信号点构象；

图3示出了实现本发明原则的一个发射机的方框图；

图4示出了一个接收机方框图，它接收由图3所示的发射机所发 的信号；

图5示出了实现本发明原则的又一个发射机的方框图；

图6示出了用于图5的发射机中的一个信号点构象；和

图7示出了一个接收机的方框图，它接收由图5所示的发射机所 发的信号。

上面提到的、在此结合作为参考的相关专利申请公开了一个发射 机，其中所发射的信号表示了一个N维信号点的序列，每一个信号点 是至少两个分离信号的函数。为说明起见，信号之一是模拟的，即话 音信号，而另一个信号是数字信号。被公开于上述相关申请中的同时 话音及数据系统所使用的4-QAM符号构象如图1所示。如在相关专 利申请中所述，数据信号首先在每一个信号间隔T中被编码，以便选 择一信号空间构象的四个非重叠区域之一，每一个区域由参考符号 “A”、“B”、“C”和“D”的之一所表示。例如，符号“A” 表示区域1，并且特别是与由信号空间坐标(-1，+1)所表示的 信号点关联，如在本专业所公知那样，它代表示了“同相”及“正交 成分”。在选有技术的数据专用通信系统中，发射机只发射从该符号 构象所选的四个符号之一。换句话说，只存在可被发射的四个有效信 号点坐标。然而，如相上述的相关申请中所公开的那样，另外一个信 号，如一个话音信号，被加到所选的数据符号上，其结果是，任何在 所选区域中的信号点被选来用于发射。每一个有效的区域与一个不同 的数据符号相关联。例如，在每一个信号间隔T内，对话音信号的处 理要使得其提供两个话音信号的取样。在构象信号空间中，象例如在 图1所示话音信号矢量V那样，这两个取样被用于产生一个话音矢量。 换句话说，在每一个信号间隔内，这两个话音取样选择了关于信号点 构象区域的一个信号点。这一信号点的坐标定义了从该信号点构象的 原点的该话音信号矢量V的幅度和角度。随之，这一话音信号矢量被 加到一数据矢量d(矢量相加)，该矢量d代表在每一信令间隔T内的 被选数据符号。产生的矢量r选择一特定的信号点R，用于从所选的 区域传输。可以从图1中看到，话音信号矢量V的幅度受到限制，从 而生成信号点R位于一区域之内。结果是，一经收到所发射的信号点， 接收机简单地做一个如上所述的硬判定，得知是何种符号被发送并随 之从已收的信号点减去该符号的信号点值，以实现话音信号的恢复。 具体地说，该接收机选择了这样一个区域，由每一数据符号数值的每 一信号值所表示，该区域在距离上最接近所接收的信号点值。

如图1所示，对于一个接收机来说，为产生正确的“硬判定”， 信号空间的每一个区都要求是非重叠的。每一个非重叠区域的尺寸都 直接影响话音矢量的动态范围。遗憾的是，话音信号具有一个大得多 的动态幅度范围，并且其所具有的概率分布尤其是趋于零加数，也就 是说，话音十分可能是非常小的幅度，只是偶然场合才接近满幅标。 因此，任何对话音信号矢量动态范围的限制都是直接影响其话音传输 质量。

因而，根据本发明，在一个包括误差校正技术的通信系统中，若 干个信号空间区域中的至少一个的尺寸被扩展到使其与信号空间的另 一个区域相重叠。结果是，话音信号矢量的动态范围被增加，从而改 善了话音信号的传输质量。当取自两个区域的一个重叠面积中的一个 信号点被选取用于传输时，就会以这样的方式将人为误差引入到数据 符号流中，即，一个接收机将有可能在估计传输的数据符号中产生一 个硬误差。可是，控制着数据符号选择的误差校正技术会使得接收机 识别信号空间的正确区域，并因而实现从已收的信号点的话音信号的 恢复。

具体地，图2示出了一个信号点构象实例，其中，每一个区域都 与相邻区域重叠到一定的范围。图2中的信号点的构象在构成上要使 得以该区域中心所示的定位为基准的数据符号向各方向延伸3dB。通 过增加3dB，更多的能量被加到话音信号，即，增加了信号的动态范 围，从而增加了话音符号的传输重量。简单而言，只有图2示出了关 于符号A的区域扩展，关于每一符号的其它区域类似地在每一方向上 都被扩展了3dB。结果是，有效信号点区域的每一个是，区域A′、 区域B′、区域′C和区域D′。应从图2中注意到，对于一接收机 而言，其原始区域的定义仍然适用。例如，如图2所示，如果一个话 音矢量V被加到符号A，则对于发射机而言，产生的信号点r是取自 区域A′，而相对于接收机而言，它是取自区域B。结果是，由于产 生的信号点R较之以符号A更结近按符号B，所以该接收机(下面将 讨论)则在估计哪一个符号是被发送的过程中产生一个硬误差。

图3示出了一种装置，极其基础地说明了本发明的原理。它包括 一个信道编码器40，响应加在线路41上的数字信号。信道编码器 40按照公知的编码技术进行工作，作为阐述，它是一种如在CCITT V32标准中所说明的格型编码器，或者如在其它先有技术，例如，美 国专利4,941,154中所阐述的那样，一个格型编码器是一种卷积码 的形式。在每一个信号间隔T中，信道编码器40提供了一个数据编 码数字信号到1至2维变换器60，该变换器在线62和63上生成 两个输出脉冲，而脉冲的每一个都包括相关于到达线路61上的已编 码数字信号的幅度。图3还包括一个1至2编码器50，它响应加在 话音信号线51的信号，并在线52和53上生成两个模拟信号。在 线52和53上的这两个模拟信号代表话音信号的取样，并在每一个 信号间隔T之中提供信号点坐标，用于话音信号矢量。输出52和5 3被分别送到单元30和35。单元30和35对变换器50的输出 定标，即在每维向上定标其幅度小于或者是当于如图2所示的矢量V 的幅度。举例而言，由于每一区域都是矩形，则两个单元30和35 的标量值是相等的，即N＝M。输出59和62在加法器70和80 中相加，形成了由图2的信号空间所表示的信号的成份，加法器70 和80的输出被送到调制器120和130，并在加法器140中取和，以形 成如在本专业公知的那样的一个已调信号。虽然是为了简化而没有示 出，但应注意到，加法器70和80的输出可以由滤波器作附加处理， 而进行带宽限制而不超过ω，以防止混淆，并且受限到至少是变换器 60的输出取样率的倒数的一半。

在图3中，单元60是一个1至2变换器。然而应当理解，单元 50可以是M至N的变换器。就是说，单元60可以响应多个(M) 编码数字信号而可以生成不同的多个(N)输出信号。相类似地，单 元50可以是M-K编码器，响应多个模拟信号。同样，接在单元50 和60之后的若干部件的集合(即单元70、80、120、130 和140)形成了正交调制器90，可被构成来响应单元50和60 的多个输出。更具体地说，这些单元必须考虑所加的全部输入信号， 而且意味着它们必须有能力处理K个或N个信号而不论它们有多大。 然而在此种情形之下，用户可以假设这两个(K或N)的较大的一个 是系统的维数，而且，不论所加输出入为何种，可以假设过些维数中 的某些或都有，或者无数字数据或模拟信号。当然，假若这些维数中 没有数字或模拟数据，可以经过这些维数送其它信息，例如均衡“边 侧”(side)信息。

在信号空间的内容上，单元50和60的N个输出信号(设N大 于K)对应着在多维空间中矢量成分的集合，例如N维空间。这一多 维空间的坐标对应着在正交调制器90内的正交调制信号。在图3中， 两个正交调制信号是coswt和sinwt，但其它的调制信号也是可能的。 例如码分多址(CDMA)取样。为了实现本发明的目的，正交调制信号 是产生包含同时出现的单元信号的被发射的调制信号，并使得接收机 将已收的信号分解成它的构成成分信号，这些信号将是响应调制信号 的每一个而被产生的信号。参见图2可见，正交调制器90执行由各 成分所表示的符号矢量的取和，这些成分是由单元60和用由单元50 产生的成份所表示的模拟信息矢量所产生的。这一点在图2中示出。

如上所述，虽然如图3所示的装置以一种使接收机可能作出硬误 差的方式将人为的错误引入到发送的数据信号中，但作为基础的误差 校正技术(在本例中为格型码)使得接收机借助于频道解码处理来恢 复被选作发送的数据符号的原始序列。换句话说，话音信号的动态范 围被增加到超出上述误差界限，尽管在这种场合将预知的误差引入到 通信系统中。

图4表示一个基本框图，它是根据本发明原理的接收机。从信道 接收的已调输入信号送到解调器210，它生成了同相且正交的成份。 这些成份被加到限幅器220，它对于来自图2构象的数据符号的每 一个都计算一个“误差量度”或“过渡量度”。这一误差量度简单地 是从每一个数据符号开始的距离。限幅器220将用于数据符号的每 一个误差量送到信道解码器280，这种解码器在本专业中例如是一 个维特比解码器。一般而论，对于格型码的每一种状态，信道解码器 280将每一个过渡量度加到一个被存储的“路径量度”，并随之选 择一个新的路径量度用于每一格型码状态。每一个新的路径量度具有 误差量度的最小取和。换句话说，在决定一个特定数据符号以便在整 个已收符号序列中减小总体误差之前，信道解码器280估计一个已 收数据符号序列。例如，如上在图2中讨论且示出的，一经收到信号 点R，一个硬判定将导致选择数据符号B。可是，由于在当与对于残 余数据符号的误差量度相比而言，对于一个已收数据符号来说其对应 误差量度是最小的而且其自身会导致选择错误的数据符号，所以它是 一个硬误差。换句话说，话音信号矢量V是以这样方式加到符号A， 即接收机在确定已收符号过程中产生一个硬误差。然而，由于用选择 传输数据符号的每一个的格型码作为基础，信道解码器280使得接收 机从这种硬误差中恢复或避免这种硬误差。结果是，信道解码器280 在若干个符号间隔之后将校正的数据符号，即符号A送到解变换器 230，其中的数据间隔数通常等于解码长度。

为了恢复话音信号，图4包括缓冲器290，它从解调器210 接收其输出信号并提供一个时间延迟，该延迟将使得其现行将首先在 信道解码器280中完成的格型编码。图4包括一个1至2变换器 240，它响应由信道解码器280所生成的符号。变换器240的 输出是一套同相和正交成份(在图3中被加到单元70和80)。在 减法器250和260中，从缓冲器290的输出中减去变换器240 的输出。减法器250和260的输出被加到2至1解变换器270， 它组合话音取样以形成原始话音信号。解变换器270执行的是变换 器50的相反功能。

实现本发明原则的另一个发射机实施例如图5所示，作为说明， 使用了如图6所示的信号点构象。该信号空间包括有四个子集：A， B，C和D，其中每一子集包括四个数据符号。例如，子集A包括数 据符号A1、A2、A3和A4。如图6所见，依照本发明，与数据 符号B4相关的信号空间的区域与相关于数据符号C2的信号空间的 区域相重叠。尽管没有示出，可以假设与其余数据符号相关的信号空 间的每一个其它区域都是相重叠的。

图5的发射机500从线路501接收输入的数字数据并从线路549接 收一个模拟话音信号。数据信号501由加扰器505随机化，随后在转换 器510中从串联数字数据转换成并联形式、该并行的数据比特是成两 组，不属模型编码的在路径511上而属格型编码的在路径512、513和 514上。由路径513和514上的信号所表示的两路格型编码比特首先由 编码器515差分编码并随之由格型编码器520所格型编码。格型编码器 520是传统采用的维特比型。格型编码器520的输出521是一个循环命 令。它由协调循环单元525所实现。这种格型编码识这四个子集的哪 一个将由图6中所示构象即一个基础子集被编码。子集A、B、C和 D的每一个分别地使用0、-90、180和90度的循环。如本专 业公知，这种循环具有一个提供差分编码的功能，它避免了相位模糊。

未经编码的在路径511上数字比特是一个地址，它被送到基准产 生器530，是一个简单的查询表。该表在被使用在接收机(下面将讨 论)中，以降低整个存储器需求。从查询表530的输出是一对儿直角 坐标，标识哪一个子集点，例如A1、A2、A3或A4将被传送 (也称为正交编码)。不考虑话音符号的场合，该被标识的子集点随 后在循环装置525中被循环，以便从图6示出的构象中选择一个点。 例如，设A3由产生器基准530所标识，并且由格型编码器520所提供 的基础子集是D，则产生出选定用于传送的数据符号是D3。

如上所述，在每个信号间隔T中，话音信号由话音信号编码器550 编码，在线路551和552上提供两个话音取样。这两个话音取样定义了 话音信号点的坐标，还进一步定义了话音信号矢量的幅度及相位。话 音编码器550被假定根据图6所示每一区域的大小来限制每一个话音 符号矢量的幅度。话音信号点坐标的每一个都由加法器535和540加到 所选子集点的分别的坐标。产生的信号点的坐标由线路536和537送到 循环装置525。如上所述，该循环装置按照由格型编码器520所提供的 所选定的基础子集的函数对所产生的信号点进行循环，以便经过信号 线526和527提供最终信号点的坐标。经滤波器和调制器545；放大器 555和耦合器560，代表该最终信号点的信号经过电信信道590而被发 送。

网络590的终端是在如图7示的接收机400中，接收机400 是通过耦合器405和放大器410而被耦合到网络的。利用传统的 数字信号处理技术(DSP)，解调器415从其载波频率fc解调出 该信号，以在滤波器和均衡器420中进行基带处理。

在进行处理之前，来自滤波器和均衡器42的已均衡的输出在 缓冲器425中被过时。这一延时使得格型解码首先在维特化解码器 430中被完成。在任何符号时刻的维特比解码器的输出都被延时一 般为16或更多的格型码符号。对于一个四维格型码来说，它是32 或更多的已调制符号。维特比解码器430的输出是解码器且经误差 校正的格型状态。最小状态检测器435利用比一个未编码系统的粒 确度如3至4dB的最小误差量度识别该状态。如本专业所知那样，是 在装置440中该最小状态识别解码的格型比特。这些比特通过常标 之内编码的比特并送到线路441上。在比特组合器450中，该编 码的比特与提供在线路446上的未编码的比特相结合。组合后的比 特流再经传统的方法所处理，以在线路451上产生输出数字数据流。 这种未编码的比特由第二路径经缓冲器425(下面将讨论)而被恢 复。

响应使用在发射机500中的循环器525，最小状态检测器 435还将一个指示格型循环的一个信号提供给格型循环器455。 因此，借助于循环器455，来自缓冲器425的延时输出被循环回 到原来的基准系统。在这一原始基准系统中，在线路456上的输出 信号由最佳限幅器460所解码。限幅器460的输出是由线461 上的一个信号和线446上的未编码的比特所提供的一个索引，如前 所述，该索引与编码比特结合在组合器450中。

由在线路461上的信号所提供的索引提供了用于解码的子集点 的理想基准。这一理想基准被存储在查询表480中。利用减法器 490，该理想的基准被从格型循环器输出信号中减去。这样，就从 子集输出中除去了基本数据。在线路491上的原始话音已编码信号， 即，话音取样的坐标按上所述那样话音解码器495解码，以提供在 线路496上的话音信号。

前面只述及了本发明的原理，应理解，本专业的技术人员可以得 到众多的变型装置，尽管在此没在述及但都采用了本发明原理且在本 发明的精神范围之内。

例如，虽然本发明在此是利用离散的功能作用块，例如限幅器 220等，来实现的，但这些功能的任一个或多个的功能可采用一个 或多个合适的编程处理器所实现。此外，信号点的重叠区域的概念可 以在采用误差校正技术的任何数据通信系统中实现，以及在利用部分 比特率的通信系统中实现，而且，也可采用其它误差校正码的形式， 例如变换编码等。