在含量化的信道中可改进回波和噪声抑制的通信装置

在含量化的信道中可改进回波和噪声抑制的通信装置

这个申请涉及一个在同一时期申请的，名为“在含有量化的通道中能改善回波和噪音抑制的通信方案”的申请。

这个发明涉及编码。

调制解调器通过将数据变换成模拟信号，在模拟通信介质上传送数字式数据。今天一些复杂的调制解调器是通过将数据变换成模拟信号，以后再用这些信号调制模拟载波来传送数据信息的。通常对各位的集合进行组合以构成二维码元，码元的分量被变换成模拟形式，模拟形式的各分量分别调制一个载波以及该载波的正交拷贝。这两个调制的结果相加并滤波，其结果加于传输介质。远端调制解调器接收该信号，对该信号进行采样，并识别模拟采样值的幅值和相位，把采样值变成码元，最后恢复原始的数据位。实际上调制解调器的作用就是把数字信号编码成在载波上调制的二维码元构象。

当电信网完全是模拟式时，主要误差源是来自非理想的混合电路的信号回波传输线上其它的不连续性，以及来自大量未知源的噪声。当电信网包括数字链路时，模拟数据被采样以及量化，则引入了源于在网络中采样和量化时的附加噪声源。

虽然人们相信在网络中量化时引起的附加噪音会降低所能达到的最大的数据传输速率，但是，在1992年10月20日申请的，顺序号为No.07/963539的共同未决申请中，公开了一个确实能达到比传统调制解调器所能达到的速率更高的数据传输速率。通过将新型调制解调器中的采样与在网络中μ律编码译码器的采样同步，以及通过将调制解调器的信号电平设置成与μ律编码译码器的量化电平一致可实现较高的速率。07/963539申请的调制解调器基本上能保证在网络中采样处理没有误差信号产生。

虽然07/963539申请以改进的调制解调器解决了由数字网络的编码译码器产生的量化问题，但是困难仍然存在于网络的量化之前不可避免地引入信号的回波和噪声。这个问题可用一个调制解调器来解决，该调制解调器对发送到中心局的码元进行编码，以便解码出正确的码元，除去噪声与回波相互作用产生的误差。然而，问题是用一种有效的方法对信号进行编码。

由于和中心局的编码译码器相互作用的噪声和回波产生的问题可用新的调制解调器及数字网络中相应的回波消除器来克服。新的调制解调器与其所连的中心局编码译码器相匹配，并包括数据的编码。回波消除器用来减去中心局引入的回波估值。

在所公开的说明性实施方式中，加于调制解调器的数字式数据被编码并变换到中心局编码译码器识别的各电平的一个子集上，最低两位有效位是已用多电平码编码的调制解调器传送的电平的二进制表示。最低有效位用一种代码进行编码，该代码比对次最低有效位所用的代码更健全。这是因为最低有效位的误差似乎更多些。网络中相应的回波消除器，首先估计回波然后从由中心局加到数字网的信号中减去回波。此后在各级中对接收信号进行译码。第一步，根据第一个纠错码识别码元的最低有效位，第二步，用第二纠错码以及第一步的结果，确定码元的其余位。分组或卷积编码能被使用。

图1是现有技术的方案。

图2是表示用于解决回波问题，但不能完全克服回波误差的一种可能的方法。

图3至图5是说明用图2方案可能引起的回波误差。

图6至图8是一些编码方案。

图9是一个消除回波误差的方案。

图10是用于图8中编码器31的卷积编码方案。

图11是另一种编码方案。

图12是对编码器31编码的信号进行译码的流程图。

图13是一个把相关编码与编码器31和32相结合以及产生发送信号估值的译码器的框图。

图14是图13中框62译码执行的流程图。

在图1描述的方案中，上面所述的’539申请(此处用作对比文件)公开的这种类型的调制解调器与连到中心局编码译码器11，本地设备与调制解调器5耦合产生数字数据，这些数据在变换器51中变成码元，各码元变换成与电平选择器52中的中心局μ律编码译码器11同步的量化器10的电平，并在预均衡器53中进行均衡处理。均衡器53的输出利用发送信号给中心局的混合电路54，加到双线设备上。电平选择器52与量化器10的匹配(电平与采样时间二者)是借助于来自中心局的反馈通过混合电路54，接收器/控制器55来实现的。当然，可以事先在工厂或动态的调整电平。动态调整可能是连续的或只在传输的开始进行。采样时间能连续的调整。中心局通过混合电路12接收信号，并转送到量化器10，对接收的信号量化以及变成数字形式以形成数字流r。尽管在图1中未表示出来，但可以期望由量化器10形成的数字流被送到远端中心局，然后送到数字用户设备(甚至可能不必通过互补调制解调器转换成模拟电平)。

经验告诉我们加到中心局量化器10的信号中夹杂着附加噪声n，以及附加回波信号e，他们主要源于混合电路12的性能(为了简化，图1用一个加法器表示附加的回波)，因此，在中心局量化器10的输入是s＋e＋n，以及中心局编码译码器的输出为r，它是s＋e＋n的量化的电平。即使是信号s由调制解调器5调制到与量化器10的输出电平一致，但是输出r可能与s还是不同，这是由于附加信号造成的。

尽管噪声的电平是未知的，但回波可以进行合理的估计。因此，中心局在信号传送之前从信号中减去回波估计值是合理的。但是，中心局的设备已经就位，对它进行修改是不切实际的，因此，一种可供选择的，必须改变的办法是去除在中心局后流经网络的数字信号中的回波分量。这种设备表示在图2中的框2中，其中减法器13，从数值r中减去回波估值，结果送量化器20，由它产生数字信号s’。回波估计值是用回波消除器14根据公知技术得出来的。回波消除器响应与通过数/模转换器耦合到混合12的信号，关于回波的消除，参看Gitlin等人“数据通讯原理”Plenum出版社，1992。

人们期望信号s’基本上等于s，即剩余的误差应当仅是附加的噪音信号以及对应于回波e和它的估值e’的差值信号，遗憾地是，图2的方案未能消除回波的所有影响。图3至图5能说明这一问题。

在图3中，信号s以电平11传送，回波使得信号达到电平12，非常接近电平13和电平14之间的阀值。当噪声刚好是个小的负值时，中心局的量化器10选择电平13，再减去信号e’，则产生电平15，量化器20产生信号s’，s’是处在信号s的电平11。换言之，没有引入误差。另一方面，在图4中，小的噪声电平刚好是正的，使得量化器10的输入信号，超过了阀值23，其结果是量化器10输出电平14，减去回波估值，形成电平16，但是现在量化器20产生电平17而不是电平11，当然，这是一电平误差。

在图5中，电平不是始终不变的(这其实是μ律编码译码器的情况)，那将导致二电平误差。从电平11开始，回波信号使量化器10的输入信号移到电平18，噪声把信号推到超过电平19和电平21之间的阀值，结果量化器10产生电平21；减去估值信号e’，产生电平22，则量化器20产生电平为24的信号，即比电平11高二级。图4中所示的误差类型的概率实际上远比图5中所示的误差概率大的多。

正如上面指出的那样，信号的量化电平s对应于由选择器52产生的一组码元。用使用调制解调器的技术人员熟悉的字眼表示，则s和r的码元可以看成是沿x轴码元的构象。最普遍的误差是在构象中把码元移到它的相邻的位置。其次的误差是在构象中跳过一个码元。如果一组量化的电平按顺序(即第一个码元是00000，下一个是00001，再下一个是00010，……)表示成s，那么最普遍的误差是码元的最低有效位。其次就是次最低有效位，下面的问题就是，不管什么样的纠错码与信号5组合，至少这两类误差应当是可校正的。

除当回波被消除，回波和噪声可能组合产生误差，量化器10的μ律编码译码器能构成这种问题外，要充分认识到μ律编码译码器的较低电平是太靠近以至不能给出性能优良的电平，还要认识到μ律编码译码器很高的电平性能好，但是消耗太多的功率。因此，不使用网络的μ律编码译码器的全部255个电平值，这意味着通过网络的编码译码器能够发送的位率少于每个码元的8位。另一方面，有用电平数值可能大于128(对应每个码元7位)，这意味着可使用每个码元的小数位。有用电平数取决于所要求的抗噪声电平。正如公知技术中所知道的，小数位率传送是当从输入位数B中产生L个码元时得出的，并且B/L的比率是个带分数(mixed frac-tion)。在这个公开的上下文中，将各个位变换成码元也保证(通过仔细地设计变换，正如下面公开的)那些相应于我们不希望使用的编码译码器电平的码元，不出现在变换器输出端。

小数位率变换可变换输入位的全部集合，但不必要这样做。对于小数位率m，编码译码器必须支持的码元数至少为2m，舍入到下一个整数。可以看出，由于不必变换所有的位，对编码译码器稍微过载也是可以的。例如，m是每个码元7.5位，则编码译码器必须支持182个码元，变换中有两位不变换，而变换剩余的每个码元7.5位时需要编码译码器支持184个码元。因此，每个码元变换5.5位需要编码译码器多支持两个码元，但需要比每个变换7.5位更少的硬件。这种变换方法的一个例子以及两维构象的三电平编码公开于美国专利No.4,941,154中。

把需要保护送往编码译码器11的码元的两位最低有效位与要求使用小数位率以扩大编码译码器11应用结合起来，我们认识到这类小数位率变换并不是对所有位进行变换，把这种优势不参加在小数位率变换的那些位的编码结合起来以达到良好的性能。图6是这种方案的一个例子。任何不变换的位都加到一个编码器。图7只表示对不参加小数位率变换的一些位进行编码的例子(其它位则不进行编码)，图8是一个多电平编码的一个例子，图8的方案特别适合于当前的问题。因为用于对进入量化器10的码元的最低有效位的编码的目的在于更有力的保护次最低有效位。当然更有力的编码要求更多的冗余码，按照传输能力来说，代价也越昂贵。

图9是根据在此公开的原理的一个方案，可以注意到：部件30，31，32以及33代替了图1中的变换器51。均衡器53可以遵循Ayangolu等人于1994年1月3日递交的系列号08/176742的美国专利申请，名称为“带有均衡器的高速量化一电平一采样调制解调器”中所教导的进行。

正如上述，它的优点是不使用量化器10所有的255个电平，因而，其速率是每个码元少于8位。我们已得出结论：6.73333的位率用于某些应用是有益的，相当于每30个码元传输202个信息位，即每202个信息位流过缓冲器30，则框30～33有30个码元生成。以每两个码元的周期，缓冲器33传送11位到小数位率变换器33，相应于缓冲器33以每个码元周期传送6位。实际上变换器33每两个码元生成一位。可以注意到，这种变换的输出有能力支持一个212的字母表，但是由于输入被限制在211个组合，所以某些字母将永远不会送到电平选择器52。变换器33的6个位形成送到电平选择器的码元的最高有效位，再送回缓冲器30，缓冲器30以每30个码元周期向编码器32传送27位，相应地，编码器32以每个码元周期向电平选择器52传递一个信号位。实际上，每10个码元周期编码器32生成一位。编码器32的输出形成送往电平选择器码元的次最低有效位。最后，缓冲器30以每30个码元周期传送10位给编码器31，编码器31以每个码元周期传送一个信号位到电平选择器52。实际上，编码器31每3个码元周期生成一个2位。编码器31的输出形成送往电平选择器的码元的最低有效位。明确地说，这202位中那些位由编码器31，32，或33使用是不重要的，任何方便的路由算法都能工作。只要算法已知，接收的码元就能逐步分解成适当的位序列。

部件31，32，以及33的设计方法的详细说明，在技术上是众所周知的。如果给出所要求的特定的输入/输出功能，技术人员就知道如何形成这些部件。例如变换器33可能是个只读存贮器(ROM)，带有11位输入，这只不过是只存贮器的地址。该ROM有12个输出，它被分成两组，每组6位，每个码元周期变换器33的输出交替地指向这两组。例如，变换器32可能是一个简单的奇偶校验码产生器，它每9位加一个奇偶校验位。变换器31和/或32可能是分组编码器或卷积编码器，用于变换器31的示意性卷积编码器在图10中说明。图10中的编码器包括4个延迟部件，模2加法器35，36，以及37和转向开关38。每三个码元间隔，插入一位到图10编码器中的第一个延迟部件34，(通过后面的延时部件进行数据移位)。开关38每个码元间隔存取不同的加法器并在三个加法器间转换。

应当注意，能够使用不同的编码器，以及按图7模式的多电平编码器方案也是可行的。这种方案在图11中说明，其中多电平编码器与图8中的相同，唯一的改变就是由小数位率(FBR)变换器39产生的位数。可注意到，变换器39的只读存贮器需要12×211位，而变换器39的只读存贮器需要10×29位；减少了4.8倍。

事实上在图9中的调制解调器5包括一个对送往电平选择器52的码元的两位最低有效位进行误差保护的装置，因而量化器10当然不是信号的终点。在部件200中必须提供装置，以便使用纠错码并校正在输出端可能出现的误差。该任务分配给译码器60的。用于校正这种误差的传统方法是通过软译码，其中由减去回波估值e’之后得到实际电平，用信号可能假设的两个可能的量化值进行评价。为简要地说明这个过程：对于这两个选择规定一个“投资/效益”量度，这个量度以30个码元的整个序列进行累加。部件31，32，以及33的编码动作导致信号S中的有限组的不允许序列，或是带有高成本的序列。根据累计的量度值，正确的序列能被识别，因而，误差被校正。

图12是说明图9中框200的译码算法执行的流程图，它涉及最低有效位。它描述了一个分组长度为N的分组码的译码。对于卷积码，可以使用Viterbi译码器(参看上述的Gitlin参考文献)，具有如下述相同的“投资/效益”量度。图12中的流程图，包括部件13和20的动作，以及框60的译码。换言之，图12流程图相应于框200的实施方式，它通过一个存贮程序控制的处理器执行图12的处理。

流程图从单元101开始，角标k表示一组信号之一，k被置1。控制传到单元102，其中信号t(图9中减法器13的输出)被计算。图12中的单元103按照μ律编码器减少的字母表量化信号t，得到一个中间信号z(k)A，它对应于图9中框20的输出。在单元104，识别出信号z(k)A与信号x(k)相关。信号x(k)是加到框60的信号。

由单元103的操作符z执行的量化在t(k)的任何一边选择最近的两个邻值。这两个邻值在这以z(k)A以及z(k)B来标识。最靠近t(k)的邻值由将被标号为z(k)A的量化过程来选择。判定单元105确定信号t(k)的量化是选择低电平邻值还是高电平邻值。当z(k)A比t(k)高时，判定单元106确定对应的标号x(k)A是否是等于m－1，这里m是框60调制解调器标号。(m－1是标号集中的最后一个标号并对应最大的二进制数)。当为真(true)时，单元107设置另一个邻值x(k)B为M－2，以及控制转到单元108，当此为假时(false)，单元109设置x(k)B与x(k)A＋1，以及控制再一次转到单元108。当t(k)不大于z(k)A并且x(k)A等于0(即为最低的标号)时，单元111x(k)B置1并且控制转到单元108。最后当x(k)A不等于0时，单元112置x(k)B为x(k)A－1，如前面一样，控制转到单元108。

计算第二个邻值x(k)B，单元108确定对应于z(k)B的x(k)B电平。单元114计算出各阀值的间距，它涉及“投资/利益”度量值，同时控制转到单元115。

在单元115以下的循环中计算出与选择的x(k)A或x(k)B有关的整个分组的量度。单元115置角标i为0，单元116比较i的值与最低有效位x(k)A，x(k)A。当他们相等时，在框117中确定量度。当噪声的方差δ12已知，则投资/利益量度是φ1(k)＝φ(δ1(k)，δ2(k))，δ2(k))，其中 在等式 Q(x)=12π∫x∞e-y2/2dy]]>中Δ是围绕r(k)的阀值间的距离。当x(k)A的最低有效位不等于i时，则根据单元118。φ(k)i＝0，对于i＝0一旦确定量度，借助判定单元119和增加i的动作单元110的帮助，则对于i＝0的“投资/利益”量度值被测定。控制转向单元121，确定φ(k)1的及φ(k)0后，角标k被增加。如果噪声方差为未知，则次优的译码可能发生，当δ12＞0而δ22＜0时，由φ(δ(k)1，δ(k)2)定义的“投资/效益”量度等于δ22，当δ1≥0而δ2≥0时，等于0，当δ1＜0，而δ2≤0时，等于δ22－δ12。

返回到图12，单元121增加角标k，且控制转到判定单元122。当k不大于分组大小N时，控制回到单元102。当k大于N，则控制转到单元123，角标i置0，确定最合适代码字的过程开始。单元124计算第i个码字Ei的累加量度值，单元125增加角标i，单元126确定下一个代码字的量度是否应当计算。当角标i不大于在E中的码字的数时，控制转到单元124，(其中E是用于最低有效位的纠错码)。否则，单元127标识角标i用于获得最大的利益，以及通过指定角标为角标f存贮该角标值。然后控制转向单元128，角标k被置1。

在单元128中角标k被设置后，判定单元113在对应角标f代码E(k)f中第k个分量的最低有效位与x(k)A相比较；如果他们相等，那么传递标号的最终估值 被置为等于x(k)A，以及发送码元s(k)的最终估值被置成等于z(k)A。在单元130，完成这些操作。当判定单元113得到的回答为假时，对于单元131，发送标号 的最终估值被置成等于x(k)B，以及被发送码元(k)的最终估值被置成等于z(k)B。然后，单元131中k加1，如果k不大于N，则根据判定单元132，控制转向判定单元113，否则单元133置k等于1，控制返到单元102，以开始对另一分组的译码。

图12的处理的结果是一个码元的选择，它满足编码器31的标准并有可能成为被发送的码元。更具体地说，该码元是一个有效码字的一部分，具有正确的最低有效位，剩下要决定的问题是其它各位是否也是正确的。尤其涉及次最低有效位是否正确。

正确码元的确定遵循图13的结构。在图13中，译码器61对应于图12的流程图，它确定码元的最低有效位，同时确定一个试探性的码元。该码元送到译码器62，标识出适合于编码器32的要求的有效电平，同样，标识出最终码元s’的次最低有效位，以及其余各位。由于码元的次最低有效位是通过简单的奇偶校验编码得到的，因此该位的校正过程比图12中的过程要简单一些。在图14中给出该处理过程。译码器61以及62的输出对应于加到部件31以及32的纠错编码的最低有效位并对应于变换器33的输出端各位。为了在变换器33输入端恢复各个位，可以使用简单的查表翻译，通过翻译器63实现。

根据图14的译码器的过程，单元201置角标k为1，单元202确定电平t(k)是r(k)－e(k)。当t(k)大于(k)时(由译码器61进行选择)，单元206，207，和209查看 ，它是与(k)相关的标号，以及选择一个相邻的标号x(k)2。然后控制转向单元208。与此类似，当t(k)不大于(k)时，单元210，211，和213也选择标号x(k)2，且控制转向单元208。单元208把码元s(k)2与电平x(k)2联系起来。单元214计算第二个码元选择的“成本/效益”量度值，它对应于y(k)＝，式中Δ是围绕y(k)的阀值之间的距离。此后，单元215确定k是否小于N－1，其中N是分组长度(在对最低有效位编码中的分组长度，对次最低有效位不要求相同)，在这种情况下，控制转到单元201，确定与其它分组码有关的的量度值。否则，控制转向单元206，进行关于信号奇偶性确定；即在码元标号中第二位的奇偶性。当确定奇偶性为偶时(它是由编码器32规定的奇偶性)，可以得出结论：由译码器61做出的最初的估值是有效的，以及对于k的所有的值最终的估计值s’(k)都置成等于输入估值(k)。控制转到单元201以开始新的记录。否则，单元217选择对应于最大值y的角标η，通过置s’(η)为s(η)2修改那个标记(保留其余的，置s’(k)为(k))。最后，控制再次转向单元201，并开始处理新的记录。

上面公开了一些原理，以及使公开原理具体化的一些例子，但是，当然，在公开发明的灵感和范围之内，各种改进是完全可能的。例如，当上面谈到回波做为误差源进行补偿，明显地，在部件200内其它的误差源能被估计，也能被处理。