再生信号处理电路、再生信号处理方法以及光盘驱动器 |
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| 申请号 | CN200710139142.6 | 申请日 | 2007-07-26 | 公开(公告)号 | CN101308685B | 公开(公告)日 | 2011-06-15 |
| 申请人 | 株式会社日立制作所; 日立乐金资料储存股份有限公司; | 发明人 | 菊川敦; 黑川贵弘; | ||||
| 摘要 | 提供一种通过采用与 现有技术 相比可高速动作的直流成分去除单元，可以抑制PLL以及维特比译码器的性能恶化的读取通道以及 驱动器 。使用再生 信号 的微分来确定沿的 位置 ，根据该沿的中点的电平来检测直流成分。另外，在根据再生信号的微分系数来同定沿的位置时，限制微分系数的极大极小值的绝对值，由此防止由于长标记或者间隔信号检测伪沿。另外，根据PLL的状态以及直流成分的大小来控制内部的动作。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种再生信号处理电路，其特征在于，具有： |
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| 说明书全文 | 再生信号处理电路、再生信号处理方法以及光盘驱动器技术领域[0001] 本发明涉及光盘驱动器或磁盘驱动器等读取通道。 背景技术[0002] 基于DVD或Blu-ray Disc(以下称为BD)等标准的光盘装置以及盘的一个显著特征是记录介质可以更换，可在相互不同的机种间交换盘进行记录以及再生。但现实中有时会出现在已记录的盘表面上有划痕或污垢，导致再生极为困难的状况。此外，本发明的适用范围不限定于BD，但在以下说明中以BD作为前提，另外，术语也以在BD中使用的术语为基础。 [0003] 在图2中表示非常基本的读取通道的结构例子。此外，在本说明书中包括模拟均衡器(equalizer)及PLL(phase locked loop)等，把到由模拟再生信号译码为位串为止的再生信号处理系统称为读取通道。另外，在本说明书中以对模拟再生信号进行AD(analog to digital)转换之后进行信号处理的维特比(Viterbi)译码系统作为前提。由此，在本说明书中，主要将AD转换后的数字信号称为再生信号。如果是本领域技术人员，则不会混淆AD转换前的模拟信号和数字信号，因此为了简洁在上下文清楚的情况下都只称为再生信号。 [0004] 模拟再生信号在用模拟均衡器1均衡后用AD转换器2向数字信号进行转换。此时的采样定时由通道时钟决定。之后，用相位比较器6进行与通道时钟的相位比较。相位误差信号用环路滤波器9进行平滑，并由DA转换器11转换为模拟信号，然后作为压控振荡器(VCO，voltage controlled oscillator)10的控制电压信号输入。VCO通过该输入电压信号所指示的频率进行振荡，并将其作为通道时钟使用。即，成为以AD转换器为开始的、相位比较器、环路滤波器、DA转换器、维特比译码器7各要素的驱动时钟。该闭环构成PLL，关于存在使通道时钟与再生信号的时钟同步的动作以及该动作的详细内容，对于本领域技术人员来说是公知的，所以不再详细叙述。另外关于维特比译码器因为其动作的详细内容与本发明没有直接关系，所以在此不详细叙述。 [0005] 图3是说明相位比较的原理的图。使用边缘(再生信号在0电平交叉的位置)，即与标记和间隔的界限对应的点来进行相位比较。通道时钟与边缘同步。另一方面，AD转换的定时从以边缘为基准的时钟定时挪动了T/2(T：通道时钟周期)。以下，为了简单把在通道时钟时刻nT(n：整数)的T/2后采样的再生信号记为x(n)。在图3中用虚线和白空圆来分别表示通道时钟与边缘相位完全同步时的边缘和采样点。边缘位于时刻nT。将隔着此时的边缘的2个采样点的值分别设为x(n-1)、x(n)。另外，在边缘附近再生信号假定为直线。此时，x(n)＝-x(n-1)。另一方面，用实线和黑实圆分别表示相同的边缘针对通道时钟相位延迟ΔT的情况。设边缘位于通道时钟时刻(n-1)T和nT之间，将上述时刻的采样点的值设为x(n-1)、x(n)。显然x(n)≠-x(n-1)。当假定边缘的线性时，处于公式(1)的关系是显而易见的。 [0006] [公式1] [0007] ΔT∝x(n)-x(n-1) (1) [0008] 即，可以用通道时钟来对再生信号进行采样并判断边缘，根据隔着边缘的2点的再生信号电平的差检测相位误差。 [0009] 在如此根据信号的电平求相位误差时，当在再生信号中重叠有不需要的直流成分时无法正确地求出相位误差。采用图4来说明其情况。用虚线和白空圆来分别表示没有不需要的直流成分，并且再生信号与通道时钟的相位完全同步时的边缘与采样点。另一方面，用实线和黑实圆来分别表示在再生信号与通道时钟的相位同步的状态下重叠了Δx的直流成分的状态的边缘与采样点。当在取得了再生信号与通道时钟的同步的状态下重叠了直流成分时，如果根据公式(1)的定义进行相位比较，则输出错误的相位误差值。因此，在向相位比较器进行输入之前，使用高通滤波器去除再生信号的直流成分。可是，即使在该状态下在再生信号中还残留有依存于图形(pattern)的直流成分变动等。依存于图形的直流成分变动在使用在一定以上的区间进行了积分时“0”和“1”的出现概率相等的调制码来调制在光盘中记录的位串的情况下，使用占空比反馈(DFB，duty feedback)限制器来去除。DFB限制器对于本领域的技术人员来说属于公知技术，所以不再详细叙述。 [0010] 然后，对JFB(jitter feedback)直流补偿器进行说明。在直流成分为0，且PLL完全锁定的状态下，相位误差为0，即，边缘的中点与0电平一致，相反在PLL锁定的状态下在再生信号中产生了直流变动时，边缘的中点偏离0电平。因此，可以通过对边缘的中点电平进行积分来得到直流电平。在该方式中，为了检测直流成分而使用边缘，所以以PLL锁定为前提。 [0011] PRML(partial response most-likely)译码法一边对连续的多个时刻的再生信号和目标信号进行比较，一边译码为最可能的位串。作为ML(most-likely)译码法之一的维特比译码法因为可大幅削减电路规模所以被广泛应用。为了应对高速化、大容量化，作为光盘的再生方法还使用了PRML法。目标信号以没有不需要的直流成分为前提，所以在将再生信号与目标信号进行比较时，当在再生信号中重叠有直流成分时，导致译码性能恶化。 [0012] 在进行再生时，即使是存在缺陷或污垢等状态较差的盘，也采取措施极力避免读取错误。例如，当在盘面上存在几乎遮蔽了再生信号的污垢时，通过采用专利文献1中记载的缺陷检测技术，可以将其影响限制在最小。在光盘中一般采用同样的方法，这对于本领域的技术人员来说属于公知常识。其主要是一种如图5所示监视再生信号的顶包络线(top envelope)，并在其振幅在一定时间以上为阈值以下时，输出缺陷检测信号的电路。并且，在输出缺陷检测信号的期间，保持跟踪、聚焦等控制，并且还进行保持再生信号处理系统的PLL等其他动作来防止由于这些缺陷所引起的不理想的动作，由此将其影响限制在最小。 [0013] 除了盘上的缺陷等局部因素之外，还存在如双层盘的层间干扰那样，由盘的构造引起的在盘上极广的范围使再生信号恶化的现象。图6表示由于层间干扰而被扰乱的再生信号的例子。这是对可擦写的双层Blu-ray盘的L1层，即接近表面一侧的层进行了再生时的例子。可以得知由于层间干扰，原来应该是几乎平坦的上下包络线共同受到很大的干扰。L1层再生时在该层上聚焦再生光。再生光的一部分透过L1层由L0层进行反射，该一部分到达光头的光检测器。由于来自L0、L1两层的光同时到达光检测器，所以产生两种光的干涉。并且，一般L0层与L1层的间隔在盘的每个位置上稍有不同。当在这样的状况下对盘进行再生时，光检测器上的、来自L0、L1两层的光产生的干涉图形随时间而变化。其结果是产生如图6所示的再生信号的扰乱。当存在如图6所示的信号的扰乱时，与缺陷的情况相同无法正确对在该部位记录的信号进行译码，成为猝发错误。在图6所示的例中，成为数百字节长度的猝发错误。这是根据Blu-ray Disc系统的错误修正码的能力在再生中没有完全引起故障的长度。但是在对在盘的切线方向上层间隔变化较大的区域进行再生时，与光检测器上的干涉状况相比更急剧地变化，所以出现图6所示的信号扰乱的频度变高，在1个recording unit block(RUB)中多次出现。在这样的状况下，不能忽略引起读取错误的概率。此外，作为产生同样的再生信号干扰的主要原因，存在指纹、磁道偏移等。 [0014] [专利文献1]：特开2003-30850号公报 [0015] [专利文献2]：特开平11-296987号公报 [0016] [专利文献3]：特开2006-4465号公报 发明内容[0017] 由于双层盘的层间干扰等被扰乱的再生信号的特征是伴随局部直流成分的变动。此时的特征是：直流成分变动的区间在DB1X的情况下时间缩短为数十微妙(μs)左右。当如上所述在再生信号中重叠有直流成分时，使PLL以及维特比译码器的性能恶化。作为从再生信号中去除不需要的直流成分的单元，如上所述具有DFB限制器。但是，DFB限制器用于“0”和“1”出现概率相等的情况，所以为了排除统计上的波动需要足够长的积分时间。 即，通过DFB限制器无法应对由层间干扰导致的直流成分变动。 [0018] JFB直流补偿器如专利文献3中记载的那样，在PLL锁定的状态下在再生信号中产生了直流变动时，利用边缘的中点从0电平偏离的情况对边缘的中点电平进行积分，由此得到直流电平。在该方式中，为了检测直流成分而采用边缘，所以PLL锁定成为前提。因此，单独通过本方式进行直流成分变动补偿是困难的。此外，在重叠的直流成分的振幅非常大时具有如下问题：隔着0电平的2点从原来的边缘位置偏离所以得到错误的结果。如上所述，本发明中特别作为对象的双层盘的盘间干扰等引起的直流成分变动与DFB限制器的动作速度相比为较快的现象，并且其振幅也是再生信号振幅的百分之几十，所以容易陷入对伪边缘进行检测的状况。 [0019] 另一方面，维特比译码器也按照再生信号的电平，使维特比译码器的目标信号电平(目标电平)自适应地跟踪于再生信号的电平，由此可以应对再生信号的直流成分变动。关于此技术记载在专利文献2中。在该技术中使进行维特比译码时使用的目标电平跟踪于再生信号，所以必须不易受到通过缺陷检测机构无法检测出的较短的缺陷等影响。因此，决定目标的跟踪速度的积分器的积分时间需要设为对微小的缺陷等不过度反应的长度。由此，自适应维特比译码器也不适合于应对层间干扰这样的局部直流成分变动。 [0020] 本发明要解决的课题在于提供一种读取通道，其降低在再生信号中重叠的层间干扰这样的局部直流成分变动，并且可以抑制PLL以及维特比译码器的性能恶化。 [0021] 本发明的再生通道具有检测局部直流成分的单元。另外，根据再生信号的微系数来同定再生信号的边缘位置，对某个区间长中出现的边缘数进行计数，并使用其计算平均直流振幅。具有在根据再生信号的微系数来同定边缘位置时，用长标记或者间隔信号来防止对伪边缘进行检测的单元。另外，具有观测PLL状态的单元，根据PLL状态来控制直流成分检测器的动作。另外，根据直流成分振幅的大小来控制再生通道中各要素的动作。 [0023] 图1表示基于本发明的读取通道的结构例子。 [0024] 图2表示再生通道的结构。 [0025] 图3说明相位比较的原理。 [0026] 图4说明在再生信号中重叠的直流成分对相位比较给予的影响。 [0027] 图5说明缺陷检测器的动作。 [0028] 图6表示受到层间干扰影响的再生信号。 [0029] 图7表示瞬时直流振幅的检测原理。 [0030] 图8表示直流成分检测器的结构例。 [0031] 图9表示降低码间干扰使边缘判别率提高的读取通道的结构例。 [0032] 图10表示用于降低码间干扰的均衡器的振幅频率特性。 [0033] 图11表示本发明的效果。 [0034] 图12表示以反馈方式进行直流成分补偿的结构。 [0035] 图13表示长标记以及间隔中央部的波形失真的例子。 [0036] 图14表示避免长标记或间隔中的边缘误判别的直流成分检测器的结构例。 [0037] 图15表示附加了特定条件下的抑制功能时的结构例。 [0038] 图16是采用了基于本发明的读取通道的光盘驱动器的结构图。 [0039] 图17是读取通道数字部的结构图。 [0040] 图18是采用了基于本发明的读取通道的光盘驱动器的结构图。 [0041] 图19是通过采用外插器来消除了直流成分检测延迟的直流成分检测器的结构例子。 [0042] 符号说明： [0043] 1：模拟均衡器；2：AD转换器；3：DFB限制器；4：1T延迟器；5：减法器；6：相位比较器；7：维特比译码器；8：直流成分检测器；9：环路滤波器；10：VCO；11：DA转换器；12：高通滤波器；14：加法器；15：乘法器；16：判定器；17：移动平均器；18：计数器；19：极大极小判定器；20：FIR均衡器；21：自适应均衡器；22：DFB电路；23：PLL锁监视器；24：绝对值比较器；25：“与”电路；101：盘；102：拾波器(pick-up)；103：模拟前端IC；104：DSP；105：读取通道数字部；106：ECC译码器；107：接口电路；108：固件；109：具有监视器的读取通道数字部；210：外插器； 具体实施方式[0044] 以下，对本发明的实施方式进行说明。本实施方式以光盘驱动器为对象。可是为了简单，附图以及说明仅限于以本发明作为直接对象的部分，其它部分省略。 [0045] 在图1中表示本发明的一实施例。图1是将模拟再生信号译码到位串的光盘驱动器的再生信号处理系统的概括图。另外，以BD为前提。 [0046] 由拾波器输出的模拟再生信号通过高通滤波器12几乎除去含在拾波器输出中的直流成分。之后，在通过模拟均衡器1进行了波形均衡后用AD转换器2转换为数字信号。此时的采样与通道时钟同步地进行。然后，用DFB限制器3来除去再生信号的不对称影响以及依存于数据图形而变动的直流成分。DFB限制器的输出向直流成分检测器8输入。直流成分检测器检测残留在再生信号中的直流成分的振幅。其结构与动作在后面进行叙述。 检测出的直流成分采用减法器5从再生信号中减去。由此，如果直流成分检测器的动作足够迅速，则从相位比较以及译码前的再生信号中除去直流变动成分。除去了直流成分的再生信号被输入到相位比较器6，与通道时钟信号比较相位。相位比较器的输出通过环路滤波器9输入到DA转换器11。用DA转换器由数字信号转换为模拟电压信号。该信号为针对VCO10的频率指示信号。VCO通过该频率指示信号所指定的频率进行振荡。另外，除去了直流成分的再生信号还向维特比译码器7输入，并译码为位串。 [0047] 然后，对直流成分检测器进行说明。直流成分检测在直流成分为0且PLL锁定的状态下相位误差为0，即，边缘的中点与0电平一致，相反，当在PLL锁定的状态下再生信号中产生了局部的直流变动时，采用边缘的中点从0电平偏离的情况来进行。为了检测直流成分而使用边缘，所以需要可以始终判别边缘。通常，根据再生信号的连续的2个点的值的码互相不同的情况，判别为边缘。可是，在重叠的直流成分的振幅较大时，隔着原来的边缘的2个点都成为相同的码，另外，出现不是原来边缘的相邻的2个点的码不同的状况。正是在这样的情况下，对相位比较以及维特比译码造成的不良影响很大。 [0048] 因此，在本实施例中，为了即使在这样的情况下判别原来边缘的位置，采用微分边缘判别方式。该方式用于再生信号的时间微分系数在边缘成为极大或极小的情况。图7是说明本方式的图。如上所述，用x(n)表示再生信号。另外，用公式(2)所示的y(n)来表示x(n)的离散时间微分。此外，在以下中只要不特别地指出，所谓再生信号的微分信号仅指y(n)。 [0049] [公式2] [0050] y(n)＝x(n)-x(n-1) (2) [0051] 如图7中的例子，当设为在x(i-1)和x(i)之间存在边缘时，y(i)成为极大或者极小。即使在再生信号中重叠了直流变动成分时，如果其时间变化率与通道时钟相比足够慢，则显然可以为了进行时间微分判别原来边缘的位置。该边缘中的直流成分的瞬时值d(n)如公式3所示，成为隔着边缘的两点的平均值。 [0052] [公式3] [0053] d(i)＝{x(i-1)+x(i)}/2 (3) [0054] 为了判别y(n)是否为极大或者极小，需要比较连续的3个时刻的y(n-1)、y(n)、y(n+1)的值。 [0055] 即使通过微分边缘判断来判别边缘，并得到了直流成分的瞬时值，但在从再生信号原封不动地减去该值时仍然可能发生问题。即，在再生信号和通道时钟之间产生了相位差时，直流成分的瞬时值取有限的值，所以从再生信号减去该值并不正确。为了避免该问题，在本实施例中求出瞬时直流成分的移动平均，并将其从再生信号中减去。 [0056] 在图8中表示基于以上原理的直流成分检测器的结构。因为图8中的信号时刻记为进行时刻i的微分边缘判定和瞬时直流成分检测的瞬间，所以当考虑需要的延迟时直流成分检测器的输入记载为x(i+1)。DFB限制器的输出为输入信号。这里，将其简单称为再生信号。再生信号首先被分支为2个系统。第1系统运算直流成分的振幅，用两个1T延迟器4求出x(i)以及x(i-1)，并使用加法器14和乘法器15求出他们的平均值，即直流成分振幅候补c(i)。记为候补是因为只要不本来地判定为边缘，就不作为振幅值使用。 [0057] 另一个系统进行微分边缘判定。首先使用减法器5根据x(i+1)和在直流振幅运算时使用的x(i)求出再生信号的微分信号y(i+1)。以其为基础，采用1T延迟器4得到y(i)、y(i-1)。y(i+1)、y(i)、y(i-1)被输入给极大极小判定器19，判定y(i)是否为极大或极小。y(i)极大极小的判定结果p(i)在y(i)是极大或者极小时为真。y(i)极大极小的判定结果p(i)与直流成分振动候补c(i)一起输入给判定部16，在p(i)为真时判定部16将该边缘的瞬时直流成分d向移动平均器17输出。由移动平均器17进行的移动平均运算在通常的移动平均中是不适合的。这是因为边缘的出现频率为通道时钟数的倒数，并且不等间隔地出现。因此，用计数器18对由L指定的平均的时长内出现的边缘数进行计数，使该区间内的各边缘的瞬时直流振幅的和除以边缘出现数N，由此求出平均直流振幅。 [0058] 当再生信号与通道时钟产生了相位差时，其对直流成分检测造成的影响为彼此相邻的边缘其码不同。因此，如上述那样取平均，由此即使在再生信号中产生了与通道时钟的相位差时，也可以抑制对直流成分检测的影响。 [0059] 平均区间长L的长度越长越不易受到杂音等影响。可是如果L过长，则在从DFB限制器输出中减去直流成分时产生如下的副作用：产生与DFB限制器输出的延迟差过大所导致的运算误差。当在BD中以层间干扰作为对象时，L的长度理想为100至1000T。 [0060] 此外，在图1中，将减去了直流成分的结果直接向维特比译码器输入，但显而易见，通过在维特比译码器之前插入自适应均衡器可以提高译码性能。 [0061] 在BD中，在最短码的2T码与4T以上码相邻的位置，由于码间干扰的影响，微分边缘判定的错误率变高。为了将其降低，在微分边缘判定之前进行减轻码间干扰这样的均衡即可。在图9中表示实现了上述时的结构。在DFB限制器前面插入有限冲激响应(FIR，finite impulse response)均衡器20来进行均衡，使码间干扰变少。在图10中表示此时的FIR均衡器的均衡特性。另外，在该例中，通过在维特比译码器7的前面插入自适应均衡器21来提高译码性能。 [0062] 在图11中表示图9所示结构的效果。使用的盘是1面记录容量为25千兆字节的BD双层盘。图11表示通过信号处理模拟器对该盘上出现了层间干扰的影响的位置的再生信号波形进行了处理的结果。上侧(a)的波形是现有通道的结果，在从时刻A附近到D附近之间再生信号被干扰。即，在时刻A至B存在振幅急剧减小，并且重叠了较大的正的直流成分，上侧包络线超越了处理范围的期间。从时刻B到时刻C，本次重叠了负的直流成分，该振幅为再生信号振幅的约20％。从时刻C附近到时刻D附近虽然较小，但再次重叠了正的直流成分。图11下侧(b)的波形是用图9所示的系统进行了处理的情况。此外，为全部波形一起向自适应均衡器输入之前的情况。另外，该信号处理模拟器具有解读错误订正码，显示错位部位的功能。因为用连续线显示错位部位，所以在猝发错误部位，如(b)的时刻A至B那样涂布进行显示。在(a)没有显示错误是因为层间干扰的影响显著，并引起了读取错误，所以无法取得在错误订正处理时应该得到的错误部位的信息。 [0063] 当比较(a)以及(b)的时刻B至C的区间时，明显在(b)中几乎消除了(a)中所见的负的直流成分，错误也没有发生。关于时刻C至D的区间也相同。关于区间A-B，由于振幅减小和重叠了超过处理范围的直流成分，所以没有取得改善效果。 [0064] 另外，即使是用反馈方式从再生信号中减去检测出的直流成分的结构，也可以得到同样的效果。在图12所示的例子中，为了从AD转换器2的输出减去直流成分检测器8以及DFB电路22的输出，构成与DFB限制器的环路并联的反馈环路。这里，所谓DFB电路是指构成DFB限制器的要素中的加法器(减法器)以外的全部电路部分。 [0065] 如图13所示，再生信号中的长间隔或者标记各自的中央部分有时凹陷或凸出。有时根据盘上的标记形状、均衡条件而出现。当存在这样的形状时，再生信号的微分信号在标记或间隔的中央附近表示极大或者极小，所以有时误判定为边缘。其中，这些凹陷等其形状平缓所以微系数的绝对值小。因此，通过忽略绝对值小的极大以及极小可以避免边缘的误判定。在图14中表示实现了这些的直流成分检测器的结构。 [0066] 该结构为在图8所示的直流成分检测器中附加了上述功能的结构。即，预先规定从边缘判定中除去的极大以及极小值，并将其绝对值h预先设定在绝对值比较器24中。在绝对值比较器24的另一输入端输入成为边缘判定对象的点的再生信号的微分y(i)。绝对值比较器24的输出是逻辑信号，比较两者的绝对值，在y(i)大于h时输出“真”。将该输出输入给“与”电路25的一端子。对“与”电路25的另一个端子输入极大极小判定器19的输出。“与”电路25的输出是边缘的判定结果。其它动作与图8的例子相同。 [0067] 直流成分检测需要PLL处于锁定状态。因此，需要根据PLL的锁定状态自动进行直流成分检测器的动作。另外，如图11的例子那样，存在重叠的直流变动成分的振幅显著大，没有完全补偿直流成分的情况。此时，通过暂时抑制再生通道各要素的动作，可以减少性能恶化。 [0068] 在图15中表示附加了以下功能时的结构：根据PLL的锁定状态自动控制直流成分检测器的动作，另外在检测到大于规定值的直流成分时抑制再生通道的一部分要素的动作。图15以图9所示的结构为基础，但本实施例的内容对于图1以及图12的结构也同样可以适用。 [0069] PLL的锁定状态利用PLL锁监视器23进行监视。观测PLL锁状态的电路对于本领域的技术人员来说是公知的，所以在此关于其结构以及动作不进行详细叙述。PLL锁监视器判定PLL是否已锁，用其输出来控制直流成分检测器8的动作。即，如果PLL处于锁状态则使直流成分检测动作有效，进行根据再生信号的直流成分补偿，在没有锁的情况下抑制直流成分检测动作，将直流成分检测器8的输出设为0。 [0070] 直流成分检测器8在检测出大于预先指定的规定值的直流成分时，在该值超过规定值期间，输出抑制信号。将抑制信号输入给相位比较器6、自适应均衡器21、维特比译码器7各要素。相位比较器6在接收到抑制信号的期间，将其输出全部设为0。由此，该期间固定VCO10的振荡频率。由此，由于极端的直流成分无法充分地补偿，所以避免进行错误的相位比较。 [0071] 自适应均衡器21在接收到抑制信号的期间，抑制自适应动作并继续维持接收抑制信号之前的抽头系数。由此，可以防止异常的系数学习。另外，在该例中，维特比译码器7采用自适应维特比方式，所以与自适应均衡器的情况相同，为了防止异常的目标学习在接收到抑制信号的期间抑制自适应动作。 [0072] 在图16中表示根据本发明实现的光盘驱动器的结构概要。在图16中仅表示与本发明相关的必要部分，其它部分在附图中省略。同样，关于各部分的详细内容，如果是对于本领域的技术人员来说容易理解的部分则省略说明。 [0073] 首先，说明动作的概要。光盘101中记录的信息通过拾波器102光学读出并转换为电信号(再生信号)。再生信号由AFE(analog front end)-IC103放大为一定的振幅，另外在通过内置的模拟均衡器进行均衡之后向DSP(digitalsignal processor)104中的读取通道数字部105输入。如在上述实施例中说明的那样，再生信号在读取通道数字部中译码为位串。此外，在本实施例中使用集成了光盘驱动器的大部分模拟电路的AFE-IC和集成了大部分数字电路的DSP这样的两种LSI。在光盘驱动器中普遍采用这样组合了LSI的结构，此时，模拟均衡器通常集成在AFE-IC内。这里，如图17所示，读取通道数字部为图1所示的读取通道中的、AD转换器之后的主要由数字电路构成的部分。 [0074] 译码后的位串通过ECC(error correction code)译码器106进行码订正处理，取出用户数据。取出的用户数据经由接口电路107向驱动器外部输出。通过使用可以应对再生信号的局部直流成分变动的读取通道，来提高双层盘和附着了指纹的盘的再生性能。 [0075] 图18是采用了图15所示形式的读取通道的光盘驱动器的结构概要图。说明动作的概要。光盘101中记录的信息通过拾波器102光学读出并转换为电信号(再生信号)。再生信号通过AFE-IC103放大为一定的振幅，另外，在由内置的模拟均衡器进行均衡之后向DSP104中的带有监视器的读取通道数字部109输入。如在上述实施例中说明的那样，再生信号在带有监视器的读取通道数字部中被译码为位串。这里，如图15所示，带有监视器的读取通道数字部为图1所示的读取通道中的、位于AD转换器之后的主要由数字电路构成的部分。 [0076] 译码后的位串通过ECC译码器106进行码订正处理，取出用户数据。取出的用户数据经由接口电路107向驱动器外部输出。 [0077] 如在图15的说明中所述的那样，在本例中使用的读取通道的特征为：提供判定PLL锁状态的信号和在检测到一定以上的振幅的直流成分的期间由直流成分检测器输出的抑制信号这2种信号。如上所述，这些信号通常用于在读取通道内控制各要素的动作。在本例中，这些信号可以根据固件108进行参照。由此，固件108可以得知在再生中所发生的问题。在本例中，在对某个区段进行再生时产生了读取错误时，通过监视PLL锁状态信号来调查在对该区段进行再生时PLL是否已处于开锁状态。在相应的情况下，固件108在DSP中设定PLL参数，暂时增减PLL的时间常数，来尝试避免开锁状态。 [0078] 如图8所示，在直流成分检测器中使用微分边缘判定求出的瞬时的直流成分的值由于再生信号中包含的杂音的影响而含有误差。另外，还有可能由于码间干扰的影响导致的边缘误判定，为错误的值。为了减轻这些影响，在直流成分检测器中，对通过微分边缘判定而求出的瞬时的直流成分进行移动平均和积分来求出平均直流成分。这样求出的平均直流成分当然针对再生信号产生延迟。为了提高平均化的效果需要延长平均化的对象期间。但是，很显然，即使从再生信号中减去当该延迟量较大时求出的直流成分，也无法期待足够的效果。 [0079] 图19表示了可以避免上述问题的直流成分检测器的结构概要。到求出平均的直流成分值为止的结构与图8相同。与图8结构的不同点在于，在图19中将移动平均器输出还向外插器201输入，直流成分检测器的最终输出成为外插器的输出。外插器以过去的值为基础，通过外插运算来推定在输入的最新时刻之前时刻的值。外插器广泛应用于信号处理电路，所以其结构等在此不详细叙述。在当前情况下，延迟的主要原因是平均化处理，所以通过求出平均化时间L之前的时刻的值，可以几乎消除先前叙述的平均直流成分对于再生信号的延迟。 [0080] [产业上的可利用性] [0081] 本发明主要涉及在光盘驱动器中使用的读取通道。尤其，对于再生具有2层以上的记录层的BD以及HD DVD介质的驱动器是有效的。除了光盘驱动器以外，还可以应用于具有相同课题的、具有再生信号的通道的垂直磁记录驱动器等。 |
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