測定量を決定するための方法

従来技術からは、既に、測定量を決定するための方法及び装置が公知である。例えば以下のアドレス、 http://www.boschsemiconductors.de/media/pdf_1/einzeldownloads/engine management/CJ125 Product_Info.pdf 及び http://www.boschsemiconductors.de/media/pdf_1/einzeldownloads/engine management/CJ135 Product_Information.pdf から公知のマイクロコントローラによって、ラムダセンサが動作する。

発明の開示 冒頭に述べたような状況においては、回路によるこの種のセンサの駆動制御が、常に、構造タイプに起因する許容誤差に左右され、それによってこれらのセンサから出力される信号も、場合によってはエラーを含んだものになる。

それに対して前述の駆動制御量の監視は、連続的に又は高い時間分解能で原則的に可能ではあるが、しかしながら、このことは高いハードウエアコストの結果を招く。それ故、該当する変量の監視を、時間離散した少ない測定によって、好ましくは多重化方式において、且つ、それにもかかわらず高精度で可能にする方法が望まれる。

このことは、本発明による、測定量を決定するための方法により、第1のステップにおいて、少なくとも1つのパラメータを有する回路のモデルを提供することで解決される。このステップは、シミュレーションとも称され得る。

この回路は、好ましくは電気回路である。例えばそれは、電気信号によって駆動制御可能で、且つ、所定の方法による駆動制御に依存して電気信号を出力する電気回路であってもよい。

例えばこの回路は、デジタルアナログ変換器であり得る。例示的とも称される他の例では、加熱装置であってもよい。

回路のモデルとは、式又はマップであってもよい。例えばモデルの少なくとも1つのパラメータは、回路の構造タイプに起因する許容誤差を含んだ変量を表し、この変量は、特に、回路を駆動制御する信号から、結果としてどのような信号が回路から出力されるかについての影響量を有している。それは例えば、デジタルアナログ変換器の反応時間及び最大電流であってもよい。他の例では、加熱装置の抵抗及びこの抵抗の温度依存性であってもよい。

他方では、パラメータは単に補正値でもあってもよく、この補正値は、決定すべき測定量の決定に例えば乗法的に関与する。

さらに本発明によれば、回路が所定の信号によって駆動制御されることが想定される。この所定の信号は、例えば最小値から最大値への立ち上がりであってもよくデジタルアナログ変換器の入力側を駆動制御する。他の例では、この所定の信号は、所定の速度に伴って増加し、電気的加熱装置に印加される電圧であってもよい。

さらに本発明によれば、n個の離散した時点(以下では単に、離散時点とも称する)で回路によって生成された操作量を検出することが想定される。この場合、例えばそれはデジタルアナログ変換器の出力側を流れ、アナログデジタル変換器によって検出される3つの電流値であってもよい。他の例では、それは電気的加熱装置を流れる電流であってもよい。

複数の離散時点は、時間的に固定的に設定されていてもよく、例えば等間隔であってもよい。しかしながら、代替的に、レジスタ内にファイルされた値によって、フレキシブルな時点を設けることも可能である。生成された操作量は、例えば相互に離間した3つの時点で検出可能になる。

さらに、本発明によれば、回路によって生成された操作量のn個の検出値に基づいて、モデルの少なくとも1つのパラメータに(即ち、モデルの1つ以上のパラメータに)、具体的な値が対応付けされることが想定される。これらの値の対応付けは、例えば分析方式で行われてもよいし、あるいは、特に多元決定のシステムのもとでの適合化であってもよい。

所定の信号による回路の駆動制御と、n個の離散時点において回路によって生成された操作量の値の検出と、回路によって生成された操作量の検出値に基づく少なくとも1つのパラメータの値の検出とが、特に回路の較正とも称され得る。

較正に続いて、回路の動作とも称される方法ステップが続けられる。

本発明によれば、この場合、m個の離散時点において、回路によって影響を受ける変量の値が検出されることが想定される。

回路によって影響を受ける変量とは、較正段階中に検出される回路の操作量を示す、物理的に同じ変量、例えばデジタルアナログ変換器の出力側からのアナログ電流であってもよい。しかしながら、基本的には、物理的に別の変量、例えば較正において回路を駆動制御する変量、即ち、例えばデジタルアナログ変換器の入力であってもよい。他の例では、電気的加熱装置に印加される電圧であってもよい。

回路の動作中に、所定の信号による回路の駆動制御が行われ得る。それどころか、回路の動作中に、所定の信号のみによる回路の駆動制御が行われることが想定されていてもよい。その場合には、この較正は、回路の動作時に検出できる測定量の精度を、特に著しく改善することが可能である。しかしながら、基本的には、回路の動作中に、回路の駆動制御を、他の信号形態によって行うことも可能である。

所定の信号が、立ち上がり信号又は立ち上がり関数、例えば1mAの強度の電流から2mAの強度の電流への立ち上がりであるならば、動作中に回路の駆動制御は、立ち上がり信号又は立ち上がり関数、例えば10μAから300μAへの立ち上がりと同様に行われることが好ましい。

特に、nは、mよりも大であることが想定される。即ち、換言すれば、較正中に回路によって生成された操作量は、動作中の測定量よりも頻繁に検出され、及び/又は、較正中に回路によって生成された操作量は、動作中の測定量よりも高頻度に検出され、及び/又は、較正中に回路によって生成された操作量は、所定の信号による回路の駆動制御毎に、動作中の測定量よりも頻繁に検出される。

例えば較正中に、回路の駆動制御における立ち上がりに続いて、3つの電流測定を、スナップショット測定を用いて行うことが可能であり、それに対して動作中に、回路の駆動制御における同一又は比較可能な立ち上がりに続いて、スナップショット測定を用いたさらに2回だけの電流測定が想定される。

本発明によれば、さらに、回路によって影響を受ける変量の測定値から、回路のモデルを考慮して、測定量が決定されることが想定される。

この測定量は、例えばデジタルアナログ変換器からその駆動制御における立ち上がりに続いて所定の時間内にそこから流れ出る電荷量であってもよい。このケースでは、この方法は、当該電荷量をデジタルアナログ変換器の構造タイプに起因する許容誤差に左右される立ち上がり特性を考慮して、適正に決定することに適している。他の例では、測定量は、加熱装置により電気エネルギーから所定の期間内に変換された熱エネルギーであってもよい。このケースでは、この方法は、例えば、構造タイプに起因する許容誤差に左右される加熱装置の温度依存性の抵抗を、熱エネルギーの決定の際に適正に考慮することが可能である。

本発明には、さらに、並列関係の独立請求項によるコンピュータプログラム、電子的記憶媒体及び電子制御装置が含まれる。

以下では、本発明を、本発明による実施例が示された図面に基づいて、より詳細に説明する。

マイクロコントローラと、ラムダセンサと、アナログデジタル変換器と、デジタルアナログ変換器とを有するシステムのブロック回路図。

同じ構造タイプの3つのデジタルアナログ変換器におけるデジタルアナログ変換器の出力側を通って流れる電流の時間シーケンスを示した図。

較正中のデジタルアナログ変換器の出力側を通って流れる電流の時間シーケンスを示した図。

動作中のデジタルアナログ変換器の出力側を通って流れる電流の時間シーケンスを示した図。

本発明に係る方法のフローチャート。

実施例 以下に示す実施例は、所定の時間t内で、立ち上がりHに続いてデジタルアナログ変換器DACの出力側を通ってその入力側に実際に流れる電荷量Qを正確に決定するための本発明に係る方法の応用を記載している。

前記の実施例と前述の説明とに照らせば、他の回路及び他の操作量などを有する他の実施例は、当業者にとっては、それらの実施例を以下で再度詳細に説明しなくとも明らかである。

図1からわかるように、この場合は、デジタルアナログ変換器DACから出発し、このデジタルアナログ変換器は、デジタル入力側を介してマイクロコントローラμ1に接続され、その出力側はラムダセンサに接続されており、さらにアナログデジタル変換器ADCを介して評価可能であり、さらに第1のマイクロコントローラμ1及び/又は他のマイクロコントローラμ2にフィードバック可能である。このデジタルアナログ変換器DACの出力側からは、操作量として、アナログ電流Iが出力される。

ここでは、デジタルアナログ変換器DACは、構造タイプに起因してその入力側における立ち上がりHに反応しその出力側からアナログ信号を提供しており、このアナログ信号は、確かに当該デジタルアナログ変換器にとっては、同じ構造タイプの他のデジタルアナログ変換器に比べて特徴的ではあるが、しかしながら、所定の許容誤差範囲内にある。

このことは、次のような時間シーケンスを表した図2に示されている。即ち、その開始時点(t=0)において、デジタルアナログ変換器DACのデジタル入力信号Eが、ローからハイに立ち上がり、当該デジタルアナログ変換器DACのアナログ出力信号Iがそれに続き、その立ち上がり特性(過渡特性)tau及びその最大強度Imaxに応じて反応する時間シーケンスである。この立ち上がり特性は、最大電流と開始時点(t=0)における電流変化の商に対応するパラメータtauによって特徴付けられる。最大強度は、パラメータImaxによって、即ち、最大電流によって特徴付けられる。

比較のため、図2には、破線で、デジタルアナログ変換器DACよりも反応の遅い別のデジタルアナログ変換器DAC’のアナログ出力信号が示されている。さらに比較のために、図2には、一点鎖線で、デジタルアナログ変換器DACよりも最大強度Imaxが低いさらに別のデジタルアナログ変換器DAC’’のアナログ出力信号が示されている。これらのデジタルアナログ変換器DAC’とDAC’’は、それらの構造タイプに従って完全にデジタルアナログ変換器DACに対応している。しかしながら、すべてのデジタルアナログ変換器の立ち上がり特性tauと最大強度Imaxは、許容誤差範囲内で変動している。図2での個々のデジタルアナログ変換器DAC、DAC’、DAC’’のそれぞれの電流Iの間の偏差は、より良好に見分け易くするために、誇張的に大幅に強調されている。

この方法のシミュレーションとも称される第1のステップでは、別のマイクロコントローラμ2におけるデジタルアナログ変換器DACのモデルが提供される。このモデルは、パラメータtau及びImaxを含んでいる。即ち、別のマイクロコントローラμ2には、事前に得られたデータが格納されており、例えばそれは、信号Eの立ち上がりHに続く電流Iの時間経過を、時間tに依存して、パラメータtau及びImaxと共に記述した関数であってもよい。また、他方ではそれは、例えば事前に回路における測定によって得られた相応のマップであってもよい。

この方法の較正とも称される後続のステップは、図3に示されている。

ここでは、デジタルアナログ変換器DACのデジタル入力信号Eが、時点t=0において、ローからハイに切り替わる。それに続いて、3つの離散時点t1,t2及びt3において、多重化方式で動作するアナログデジタル変換器ADCを用いて、デジタルアナログ変換器DACの出力側を流れる電流I1,I2及びI3が測定される。

離散時点t1,t2及びt3の情報と、デジタルアナログ変換器DACの出力側を流れる電流I1,I2及びI3の情報とが、例えばパラメータtau及びImaxの一義的な決定を可能にする。

代替的に、さらに多くの時点tnにおいて、電流Inを測定することも可能である。パラメータtau及びImaxの決定は、その後、適合化法を用いて行われる。

この方法の動作とも称される後続のステップは、図4に示されている。

この動作中でも、デジタルアナログ変換器DACのデジタル入力信号Eは、時点t=0において、ローからハイに切り替わる。デジタルアナログ変換器DACの出力側を通って流れる電流J1及びJ2は、今や多重化方式で動作するアナログデジタル変換器ADCにおいて、単に2つの時点T1及びT2のみで検出される。

較正において求められたパラメータtau及びImaxの情報では、動作中に得られた値対(T1,J1)及び(T2,J2)に基づいて、電流Jの時間経過が再生され、図4中において破線で示される。

電流Jの時間経過からは、さらに、時点T=0とT2との間における、デジタルアナログ変換器DACの出力側を通って流れる全電荷量Qが推論され、図4において斜線を施した面として示されている。

シミュレーション101、較正102、及び動作103から成るこの方法は、図5において、再度まとめて示されている。