放大器电路以及在放大器电路中将信号放大的方法 |
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| 申请号 | CN201410345051.8 | 申请日 | 2008-08-04 | 公开(公告)号 | CN104135235A | 公开(公告)日 | 2014-11-05 |
| 申请人 | 沃福森微电子股份有限公司; | 发明人 | J·P·莱索; | ||||
| 摘要 | 本 发明 提供了 放大器 电路 ，其包括：输入端，其用于接收待放大的输入 信号 ； 功率放大器 ，其用于将该 输入信号 放大； 开关 电源，其具有切换 频率 ，用于向该功率放大器提供至少一个电源 电压 ；以及抖动 块 ，其用于使该 开关电源 的切换频率抖动。该抖动块被基于该输入信号而控制。本发明的另一个方面涉及使用第一和第二开关——它们具有不同的电容和 电阻 ，并根据输入信号或音量信号来使用该第一或第二开关。本发明的另一个方面涉及基于输入信号或音量信号来控制被提供至信号路径中的一个或多个部件的偏置信号。 | ||||||
| 权利要求 | 1.放大器电路，其包括： |
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| 说明书全文 | 放大器电路以及在放大器电路中将信号放大的方法技术领域[0002] 本发明涉及放大器电路(amplifier circuit)，具体但非排他地，涉及包括功率放大器的放大器电路。 背景技术[0003] 图1示出了基础的AB类放大器10。双极性(即，错层电平(split level))电源输出电压V+和V－，这些输出电压被跨越放大器10而施加，放大器10将输入信号Sin放大，并向负载20输出以地为参考的经放大的输出信号Sout。倘若被供应至放大器10的电压V+和V－是足够的，则放大器10具有基本线性的放大(忽略交叉效应(crossover effect))。即是说，从该电源输出的电压V+和V－必须足够以避免输出信号“削波(clipping)”，即，当该信号接近于、等于或者超过从电源输出至放大器的电压V+和V－时所述输出的衰减。这通过在最大输出信号Soutmax和电源导轨(rails)之间形成“净空(headroom)”而得以避免。 [0004] 图2是示出了当Sin是正弦波时的Sout的曲线图。 [0005] 在该示例中，V+和V－被设置得足够大，使得输入正弦波被线性地放大。即是说，在V+及V－与最大输出信号之间存在少量的净空，以使得该信号不被削波。 [0006] 该曲线图的阴影区域代表在放大器10中浪费的功率；可以看到，当输出接近于V+或V－时，放大器10是非常高效的；但是当输出接近于0V(GND)时，放大器10是非常低效的。即是说，即使当输出信号Sout较小时，放大器10仍然消耗大量的功率。AB类放大器的最大理论效率是78.5％。 [0007] G类放大器通过提供不止一组电源导轨——即电源电压(supply voltage)——来克服这种对效率的限制。即是说，如图3中所示，如果输出信号Sout相对大，则该放大器可以产出(run off)一个电源V+－V－；或者，如果输出信号Sout相对小，则该放大器可以产出另一个较小的电源Vp－Vn。理想地，将提供无数个电源导轨，使得被供应至该放大器的电压有效地“跟踪”输入信号，总是提供刚好足够的电压，使得不出现削波。 [0008] 图4示出了G类放大器50的示例。 [0009] 在该示例中，信号源在性质上是数字的，因而待放大的数字信号Sin被输入至放大器50。该数字输入信号首先被数模转换器(DAC)51转换成模拟信号。所获得的模拟信号被馈送至包络检波器52。包络检波器52检测DAC51的模拟输出信号的包络的大小，并将控制信号输出至开关式DC-DC转换器54。该控制信号表明DAC51的模拟输出的包络的量值(magnitude)。DC-DC转换器54接下来通过向各个电容器58、60充电来向功率放大器58供应电压V+和V－。由DC-DC转换器54供应的电压V+和V－随着来自于包络检波器52的控制信号而变化，使得相对大的包络将导致相对高的电压被供应至功率放大器56，相反，小的包络将导致相对小的电压被供应至功率放大器56，使得浪费较少的功率。 [0010] V+被供应至第一电容器58的一个接线端，而V－被供应至第二电容器60的一个接线端。各个电容器58、60的第二接线端都接地。DC-DC转换器54以固定频率FS接通或断开，使得电容器58、60交替充电或放电，从而在该模拟信号的包络不改变的情况下，将大致恒定的电压施加至功率放大器56。 [0011] 图5是示出了跨越电容器58、60之一的电压的示意曲线图。在时刻t0，DC-DC转换器54接通，该电容器开始充电。在时刻t1，DC-DC转换器54断开，该电容器开始放电。在时刻t2，DC-DC转换器54接通，电容器再一次开始充电。此动作重复，使得电容器上的电压被保持在近似恒定水平，具有被公知为“纹波电压(ripple voltage)”的少量变化。在t0和t2之间的时间段是1/FS。 [0012] 与上述的包络检波平行地，图4中的DAC51的模拟输出信号通过模拟时延器62馈送至前置放大器63，该前置放大器通常是可编程增益放大器(PGA)，其根据所接收到的控制信号(即，音量)而设置的增益来将经时延的信号放大。来自于前置放大器63的输出被馈送至功率放大器56，在该功率放大器中，该输出被放大并输出至负载64。模拟时延器62是有必要的，使得通过包络检波实现的功率调制同步于功率放大器56处的信号到达。 [0013] 然而，模拟时延器常常造成信号的失真；需要的时延越长，经时延的信号的失真就越严重。常规上，为了使此效应最小化，必须使包络检波和功率调制尽可能快地运行；即是说，DC-DC转换器54必须对输入信号包络中的变化作出迅速反应。然而，此方法也有缺点。例如，当使用功率放大器56来放大音频信号时，运行在降低信号失真所必要的频率下的DC-DC转换器自身可以产生用户可听见的噪音。在实践中，需要在信号失真和电源所产生的噪声之间达成折衷。 [0014] 如上参照图5所述，随着DC－DC转换器54以特定时钟频率接通或断开，跨越电容器58、60的电压周期性地升高或降低，从而产生“纹波电压”。这种系统的一个问题在于，该纹波电压倾向于在时钟频率及其谐波处产生“音调(tone)”。该纹波电压越大，所产生的音调的振幅就越大。通常，不希望这种音调存在，并且它们会对该芯片上的其它系统的运行造成干扰。在音频应用中，这种音调会混入音频频率，且可被用户听到。 [0015] 降低由电源切换造成的音调的一种标准方法是使切换频率抖动(dither)。即是说，通过向时钟信号添加噪声信号，切换频率可以被不断地轻微向上或向下调整。这具有以下效果：使在时钟频率及其谐波处产生的能量“散开”，以覆盖这些离散值附近的较宽频率范围。这减小了该音调的振幅，减少了它们对其它系统和终端用户的影响。 [0016] 然而，产生抖动需要功率。这在便携式应用中——其中电池的寿命对于制造商是一个重要考量——尤其是一个缺点。另外，被添加至切换频率的抖动可能实际上会在该芯片上的其它系统中造成不想要的噪声，即，由于DC-DC转换器54未以“最佳”频率切换。 发明内容[0017] 根据本发明的一个方面，提供了放大器电路，其包括：输入端，其用于接收待放大的输入信号；功率放大器，其用于将该输入信号放大；开关电源(switched power supply)，其具有切换频率，用于向该功率放大器提供至少一个电源电压；以及抖动块(dither block)，其用于使该开关电源的切换频率抖动。该抖动块被基于该输入信号而控制。 [0018] 根据本发明的一个相关方面，提供了在放大器电路中将信号放大的方法，所述放大器电路包括功率放大器和开关电源。该方法包括：接收输入信号；从该开关电源向该功率放大器提供至少一个电源电压，并在该功率放大器中将该输入信号放大。该提供的步骤包括：使该开关电源以切换频率进行切换；以及，基于该输入信号，使该切换频率抖动。 [0019] 根据本发明的另一个方面，提供了放大器电路，其包括：输入端，其用于接收待放大的输入信号；前置放大器，其用于接收该输入信号，并根据音量信号输出前置放大信号；功率放大器，其用于将该输入信号放大；开关电源，其具有切换频率，用于向该功率放大器提供至少一个电源电压；以及抖动块，其用于使该开关电源的切换频率抖动。该抖动块被基于该音量信号而控制。 [0020] 根据本发明的一个相关方面，提供了在放大器电路中将信号放大的方法，所述放大器电路包括功率放大器和开关电源。该方法包括：接收输入信号；基于音量信号，对该输入信号进行前置放大；从该开关电源向该功率放大器提供至少一个电源电压，并在该功率放大器中将该输入信号放大。该提供的步骤包括：将该开关电压以切换频率进行切换；以及，基于该音量信号，使该切换频率抖动。 [0021] 根据本发明的另一个方面，提供了放大器电路，其包括：输入端，其用于接收待放大的输入信号；前置放大器，其用于根据音量信号来将该输入信号放大；功率放大器，其用于将从该前置放大器输出的信号放大；以及开关电源，其用于向该功率放大器供应一个或多个电源电压，所述开关电源包括多个开关，所述多个开关包括第一开关和第二开关，该第一开关具有第一电容和第一电阻，该第二开关具有第二电容和第二电阻，所述第一电容大于所述第二电容，所述第一电阻小于所述第二电阻；其中，当该音量信号是第一值时，所述第一开关被选择用在所述开关电源中，当该音量信号是第二值时，所述第二开关被选择用在所述开关电源中。 [0022] 根据本发明的一个相关方面，提供了将信号放大的方法。该方法包括以下步骤：接收输入信号；根据音量信号，在前置放大器中将该输入信号放大；从开关电源向功率放大器供应至少一个电源电压；以及在该功率放大器中将从该前置放大器输出的信号放大，其中该开关电源包括多个开关，所述多个开关包括第一开关和第二开关，该第一开关具有第一电容和第一电阻，该第二开关具有第二电容和第二电阻，所述第一电容大于所述第二电容，所述第一电阻小于所述第二电阻，当该音量信号是第一值时，该开关电源用该第一开关运行，当该音量信号是第二值时，该开关电源用该第二开关运行。 [0023] 根据本发明的另一个方面，提供了放大器电路，其包括：输入端，其用于接收待放大的输入信号；功率放大器，其用于将该输入信号放大；以及开关电源，其用于向该功率放大器供应一个或多个电源电压，所述开关电源包括多个开关，所述多个开关包括第一开关和第二开关，该第一开关具有第一电容和第一电阻，该第二开关具有第二电容和第二电阻，所述第一电容大于所述第二电容，所述第一电阻小于所述第二电阻；其中，当该输入信号是第一值时，所述第一开关被选择用在所述开关电源中，当该输入信号是第二值时，所述第二开关被选择用在所述开关电源中。 [0024] 根据本发明的一个相关方面，提供了将信号放大的方法。该方法包括以下步骤：接收输入信号；从开关电源向功率放大器供应至少一个电源电压；以及在该功率放大器中将该输入信号放大，其中该开关电源包括多个开关，所述多个开关包括第一开关和第二开关，该第一开关具有第一电容和第一电阻，该第二开关具有第二电容和第二电阻，所述第一电容大于所述第二电容，所述第一电阻小于所述第二电阻，当该输入信号是第一值时，该开关电源用该第一开关运行，当该输入信号是第二值时，该开关电源用该第二开关运行。 [0025] 根据本发明的另一个方面，提供了放大器电路，其包括:输入端，其用于接收待放大的输入信号；放音路径(playback path)，其包括一个或多个部件(component)，用于接收该输入信号并将该输入信号放大；以及偏置发生器(bias generator)，其用于产生至少一个偏置，并将该至少一个偏置提供至该放音路径中的一个或多个部件中的至少一个；其中由该偏置发生器提供的该至少一个偏置被基于该输入信号而控制。 [0026] 根据本发明的一个相关方面，提供了在放大器电路中将信号放大的方法，所述放大器电路包括放音路径——其用于接收输入信号并将所述输入信号放大，所述放音路径包括一个或多个部件。该方法包括以下步骤：接收输入信号；以及向该一个或多个部件中的至少一个提供至少一个偏置；其中该至少一个偏置被基于该输入信号而控制。 [0027] 根据本发明的另一个方面，提供了放大器电路，其包括：输入端，其用于接收待放大的输入信号；放音路径，其包括一个或多个部件，用于接收该输入信号并将该输入信号放大，所述一个或多个部件包括前置放大器，该前置放大器用于接收音量信号并基于所述音量信号对该输入信号进行前置放大；以及偏置发生器，其用于产生至少一个偏置，并将该至少一个偏置提供至该放音路径中的一个或多个部件中的至少一个；其中由该偏置发生器提供的该至少一个偏置被基于该输入信号而控制。 [0028] 根据本发明的一个相关方面，提供了在放大器电路中将信号放大的方法，所述放大器电路包括放音路径——其用于接收输入信号并将所述输入信号放大，所述放音路径包括一个或多个部件，所述一个或多个部件包括至少一个前置放大器。该方法包括以下步骤：接收输入信号；基于音量信号，在该前置放大器中对该输入信号进行前置放大；以及向该一个或多个部件中的至少一个提供至少一个偏置；其中该至少一个偏置被基于该音量信号而控制。 附图说明 [0029] 为了更好地理解本发明，并且更加清晰地示出如何实施本发明，现在将通过示例方式参照下列附图，在附图中： [0030] 图1示出了基础的AB类放大器； [0031] 图2示出了当输入信号是正弦波时，来自于图1的放大器的输出信号； [0032] 图3图示了用在放大器中的双电源导轨； [0033] 图4示出了典型的G类放大器； [0034] 图5是跨越图4中的电容器之一的电压的示意曲线图； [0035] 图6示出了一个放大器； [0036] 图7示出了一个放大器； [0037] 图8示出了又一个放大器； [0038] 图9示出了再一个放大器； [0039] 图10示出了根据本发明的一个方面的放大器； [0040] 图11示出了可以被用在图10的放大器中的开关的一个实施例； [0041] 图12示出了图10和11的开关的一个示例性实现方式； [0042] 图13示出了根据本发明的另一个方面的放大器； [0043] 图14示出了根据本发明的另一个方面的放大器； [0044] 图15示出了根据本发明的另一个方面的放大器； [0045] 图16示出了根据本发明的另一个方面的放大器； [0046] 图17示出了根据本发明的另一个方面的放大器； [0047] 图18a和18b示出了适合用于本发明的任一放大器的第一电荷泵； [0048] 图19a和19b示出了适合用于本发明的任一放大器的第二电荷泵； 具体实施方式[0049] 图6示出了用于将音频信号放大的放大器100。然而，应理解，放大器100还可以用于将许多其它类型的信号放大。 [0050] 放大器100接收待放大的数字输入信号。该数字输入信号被输入至包络检波器102。包络检波器102检测该数字输入信号的包络的振幅，并将控制信号103输出至可变压电源(variable voltage power supply)(VVPS)104。被输出至VVPS104的控制信号103表明所检测到的包络的大小。VVPS104通过将各个电容器108、110充电，轮流向功率放大器 106提供两个电压V+和V－。随着来自于包络检波器102的控制信号103的变化，由VVPS104供应的电压V+和V－也变化，使得表明相对大的包络的控制信号将导致相对高的电压被供应至功率放大器106；相反，表明相对小的包络的控制信号将导致相对低的电压被供应至功率放大器106，使得浪费较少的功率。 [0051] V+被供应至第一电容器108的一个接线端，V－被供应至第二电容器110的一个接线端。各个电容器108、110的第二接线端都接地。VVPS104以频率Fs接通或断开，使得电容器108、110交替充电和放电，在数字输入信号的包络不改变的情况下，近似恒定的电压被供应至功率放大器106。 [0052] 控制信号103可以具有许多位(bit)，用于高精度地表示该包络的大小。或者，控制信号103可以具有仅单个位。 [0053] 与包络检波平行地，数字输入信号被输入至数字滤波器112。然后经滤波的信号被输入至sigma-delta(ΣΔ)调制器114。经调制的经滤波的信号被输入至数模转换器(DAC)116并被转换成模拟信号。 [0054] 滤波器112、sigma-delta调制器114和DAC116的作用是，将数字信号转换成模拟信号使得其可以被放大，并将该信号时延使得其到达功率放大器106的行为同步于包络检波器102所确定的正确的电压电平。因此，原则上全部所需只是数字时延器和DAC。在图6所示的实施例中，时延主要在数字滤波器112中被引入，虽然sigma-delta调制器114和DAC116也具有固有时延。如本领域技术人员熟知的，sigma-delta调制器114缩减该输入信号的字长(word length)。这简化了DAC116，因为该输入信号可能是复杂的(音频信号通常具有24位)，而设计24位的DAC是非常困难的。通过使用sigma-delta调制器114或者任何其它合适的字长缩减块来缩减字长，大大地简化了DAC116的设计。sigma-delta调制器114要求该信号被上采样(upsample)，而这就是数字滤波器112的目的。 [0055] DAC116的模拟输出信号被输入至前置放大器118，该前置放大器将该信号放大可变增益。该可变增益被控制信号设置，该控制信号在该具体实施例中是音量信号。在大多数音频应用中，该可变增益通常是衰减，以提高信噪比(SNR)。 [0056] 经前置放大的信号从前置放大器118输出至功率放大器106，该经前置放大的信号在功率放大器106中被放大并被输出至负载120，诸如扬声器、头戴耳机、或线路输出连接器(line-out connector)。 [0057] 相比于参照图4所述的放大器50，放大器100具有许多优点。通过检测该数字输入信号的包络，放大器100可以利用数字时延器，与包络检波平行地将该信号时延。数字时延器易于实现，并且不会导致信号失真。进一步，数字时延器可以被容易地适配(adapt)，以使VVPS104不需要像现有技术一样快地运行，从而不会产生可被用户听到的音调。 [0058] 如上所述，可以使用具有固有时延的一个或多个处理来实现数字时延器。例如，图6中所示的布置(arrangement)(即，数字滤波器112和sigma-delta调制器114的组合)简化了DAC116，也将该信号时延；然而，均衡器电路可以被用来调制该信号并将该信号时延；或者，立体声或3D处理也会将该信号时延。然而，此列举不是穷尽的；可以使用将该信号时延的任何处理或处理的组合。也应意识到，该时延可以仅由DAC116提供。 [0059] 包络检波器102可以采用本领域技术人员熟知的多种形式。例如，包络检波器102可以检测包络，并将其与某阈值进行比较。在控制信号103仅是单个位的情况下，包络检波器102可以包括比较器，该比较器将该包络与阈值进行比较。如果该包络低于该阈值，则VVPS104将提供相对低的电压；如果该包络高于该阈值，则VVPS104将提供相对高的电压。 [0060] 根据另一个实施例，可以直接从数字输入信号获得控制信号103，例如基于特定位，诸如该输入信号的最高有效位(MSB)。根据该实施例，当MSB为高时，VVPS104将向功率放大器106提供较高的电源电压；当MSB为低时，该VVPS将向功率放大器106提供较低的电源电压。 [0061] 应意识到，例如当使用多个电源导轨或电压电平来向功率放大器106供电时，通过使用附加的比较器和对应的阈值，可以向控制信号103提供更多位的精度。 [0062] 可变压电源104可以采用本领域技术人员熟知的多种形式中的任一种。VVPS104可以是电荷泵、DC－DC转换器、或者其它开关模式电源。进一步，尽管所示出的VVPS104是开关电源，但放大器100可以使用非开关电源(例如，线性调节器)。而且，图6中所示的VVPS104向该功率放大器提供正的和负的电压输出；然而，这不是必要的。该VVPS也可以向该功率放大器供应仅一个电压。如下所述，图14和15图示了可以被用作VVPS104的两种电荷泵。 [0063] 图7示出了另一个放大器200。 [0064] 放大器200与参照图6描述的放大器100相似，除了将在下面更详细描述的数个部件之外。放大器100、200所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器202和VVPS204以与它们在放大器100中的对应物类似的方式运作；然而，它们中的任一或两者的运行可以被如下所述地调整。 [0065] 在放大器200中，被应用至前置放大器118以在前置放大器118中设置可变增益的控制信号(即，音量信号)也被用来调整被供应至功率放大器106的电压。 [0066] 如上所述，被应用在前置放大器118中的可变增益通常是衰减，以提高信噪比。然而，在放大器100中，包络检波——因此被供应至功率放大器106的电压——基于的是完整的输入信号(full input signal)。该系统中的所有增益在包络检波之后都存在。从而，如果音量导致衰减，则将会出现功率浪费；如果音量导致增益，则从功率放大器106输出的信号将会出现削波。 [0067] 存在许多种方法来将音量应用至包络检波。 [0069] 或者，从包络检波器202输出至VVPS204的控制信号可以被该音量修改，使得VVPS204可以相应地调整其电压输出(例如，控制信号可以与音量相乘)。后一方法的优点是，增加了该系统的分辨率；包络检波器202可以使用完整的输入信号来检测包络。或者，包络检波器202的检波机制可以被该音量适配，以输出被针对该音量而调整的控制信号。在又一个替代性方法中，VVPS204的输出可以被该音量适配，使得被供应至功率放大器106的电压被针对该音量而调整。 [0070] 上述讨论描述了将音量控制信号不仅应用至前置放大器118——如常规那样以在前置放大器118内设置可变增益，而且应用至输入信号的包络检波。然而，对于本领域技术人员也明显的是，该可变增益自身可以被应用至输入信号的包络检波。上下文的参引中的“基于音量”来适配或修改量(quantity)或信号修改也因此覆盖了基于可变增益来适配那个量或信号；按照定义，前置放大器中的可变增益根据音量控制信号而变化，从而，基于可变增益来改变或修改量或信号等价于基于音量来间接地改变或修改那个量或信号。 [0071] 至此仅相关于数字输入信号和混合信号放大器讨论了上述在放大器中将音量应用至包络检波的概念。然而，本领域技术人员可以容易地看到，将音量增益应用至包络检波在具有模拟输入信号和模拟放大器的系统中将同等有益，如参照图4所述。例如，在放大器50中，音量可以在包络检波器52中的包络检波之前、之中或之后被应用，如之前参照放大器200和图7所述。 [0072] 图8示出了另一个放大器300。 [0073] 放大器300与参照图6描述的放大器100相似，除了将在下面更详细描述的数个部件之外。放大器100、300所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器302和VVPS304以与它们在放大器100中的对应物类似的方式运作；然而，包络检波器302和VVPS304中的任一或两者的运行可以被如下所述地调整。 [0074] 类似于之前所述的放大器，当VVPS104接通时，电容器108、110充电；当VVPS104断开时，电容器108、110放电。如上所述，跨越电容器108、110的电压上升和下降的量值被公知为“纹波电压”(见图5)。 [0075] 为了降低跨越电容器108、110的纹波电压，可以增加VVPS304的切换频率Fs，使得电容器108、110在重充电之前不放电那么多。然而，增加切换频率Fs将导致VVPS304自身内的更大功率消耗，因为它在给定时间段内将被接通更多次。 [0076] 电容器108、110的放电率(rate)取决于负载120中消耗的功率的量，该消耗的功率的量转而取决于被功率放大器106放大的信号。在信号到达功率放大器106之前，其包络被检测，并且可变增益(如由音量控制信号设置的)被应用至前置放大器118的输入信号。这两个因素(即，信号包络以及音量)都对被输入至功率放大器106的信号有影响。 [0077] 放大器300包括时钟发生器306，该时钟发生器接收音量控制信号，并产生频率为Fs′的时钟信号。当音量相对高时，该时钟信号的频率Fs′被适配为相对高；当音量相对低时，该时钟信号的频率Fs′被适配为相对低。该时钟信号被输出至VVPS304，使得VVPS304以频率Fs′进行切换。因此，在较高的音量，此时流经负载120的电流高，从而电容器108、110相对快地放电，VVPS304的切换频率Fs′也高。这意味着，跨越电容器108、110的电压被保持在足够的水平。 [0078] 相反，如果音量相对低，则将有较少的电流流经负载120，从而跨越电容器108、110的电压将相对慢地放电。在此情况下，切换频率Fs′可以较低，因为电容器108、110将不需要那么频繁地充电，从而节省了功率。尽管图8的实施方案被描述为具有第一和第二切换频率，但应意识到，可以采用多个切换频率。 [0079] 图9示出了又一个放大器400。 [0080] 放大器400与参照图6描述的放大器100相似，除了将在下面更详细描述的数个部件之外。放大器100、400所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器402和VVPS404以与它们在放大器100中的对应物类似的方式运作；然而，该包络检波器402和VVPS404中的任一或两者的运行可以被如下所述地调整。 [0081] 如上所述，针对给定负载120，流经负载120的电流的量取决于输入信号的包络的大小。鉴于此，放大器400包括时钟发生器406，该时钟发生器从包络检波器402接收又一个控制信号。时钟发生器406产生频率为Fs′的时钟信号。该时钟信号被输出至VVPS404，使得VVPS404以频率Fs′进行切换。因此，当信号包络大时，流经负载120的电流将高，从而电容器108、110将相对快地放电。因此，VVPS404的切换频率Fs′也高，使得跨越电容器108、110的电压被保持在足够的水平。 [0082] 相反，如果信号包络相对低，则将有较少的电流流经负载120，从而跨越电容器108、110的电压将相对慢地放电。在此情况下，切换频率Fs′可以较低，因为电容器108、110将不需要那么频繁地充电，从而节省了功率。尽管图9的实施方案被描述为具有第一和第二切换频率，但应意识到，可以采用多个切换频率。 [0083] 放大器300和400可以被适配，使得VVPS304、404的切换频率既考虑到信号包络又考虑到音量。这可以通过许多方法实现。例如，可以将音量应用至包络检波器302、402，如参照图7所述。即是说，在放大器400中，在包络检波器402中对包络进行检波之前，该信号可以被该音量修改(例如，该信号可以与音量相乘)；或者，从包络检波器402输出至时钟发生器406的控制信号可以被该音量修改(例如，控制信号可以与音量相乘)。在放大器300中，包络检波器302可以将控制信号输出至时钟发生器306，使得当产生时钟信号时，包络和音量都被纳入考虑。本领域技术人员将能够想到许多方式，其中可以使用音量、包络以及其组合来改变该VVPS的切换频率。 [0084] 进一步，本领域技术人员可以容易地看到，将音量、信号包络或其组合应用至切换频率，在具有模拟输入信号和模拟放大器的系统中将同等有益。从而，模拟放大器——例如参照图4所述的——将包括参照图8和9所述的时钟发生器，并以本质上相同的方式运行。 [0085] 开关电源中的两种功率损耗源是传导损耗和切换损耗。传导损耗与开关电源的每个开关消耗的功率相关，切换损耗与在每个开关的切换——即驱动——中消耗的功率相关。通常，开关电源使用MOSFET作为切换元件。针对给定电流，与相对较小的MOSFET相比，大MOSFET具有较低的沟道电阻，即漏-源电阻RDS。然而，由于相对较大的栅极面积(gate area)，针对给定运行频率，大MOSFET将要求较高的栅极电荷，这造成与较小的MOSFET相比较大的开关驱动电流损耗，即切换损耗。尽管在高输出电流，切换损耗通常不及传导损耗显著，但在低输出电流，切换损耗导致显著的低效率。 [0086] 因此，每当该VVPS切换时，例如电荷泵的内部开关——其通常被用来调整电荷泵2 的输出电压——消耗一些能量。此切换损耗能量等于1/2CV，其中C是该开关的电容，V是跨越该开关的电压。从而，除了被接通较高时间百分比之外，仅切换动作就消耗能量。 [0087] 如上所述，该VVPS中的MOSFET开关具有固有的栅极电容和固有的沟道电阻RDS。电阻RDS与L/W成比例，其中L是该MOSFET开关的沟道长度，W是其沟道宽度。该栅极电容与乘积WL成比例。 [0088] R∝L/W [0089] C∝WL [0090] 因此，增加MOSFET开关的宽度会增大该MOSFET开关的栅极电容并减小其电阻。减少该宽度具有相反的效果。 [0091] 在该VVPS中可以使用许多不同类型的开关，例如单个MOSFET、传输门(即，NMOS和PMOS晶体管)等。然而，上述基本原则对于每一类型MOS开关都是相同的。在MOS开关2 的运行中消耗的能量是1/2CV，且该电容与该开关的栅极面积(WL)成比例。 [0092] 图10示出了根据本发明的一个方面的放大器500。 [0093] 放大器500与参照图6描述的放大器100相似，除了将在下面更详细描述的数个部件之外。放大器100、500所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器502和VVPS504以与它们在放大器100中的对应物类似的方式运作；然而，包络检波器502和VVPS504中的任一或两者的运行可以被如下所述地调整。 [0094] 放大器500还包括开关选择块506，其接收音量控制信号，并将控制信号505输出至VVPS504。控制信号505指挥VVPS504适配其开关，如将在下面参照图11和12更详细地描述的。 [0095] 图11示出了可以用在VVPS504中的开关的一个实施例。两个开关550、552被并联在输入电压Vin和输出电压Vout之间。第一开关550是比较宽，从而具有比较低的电阻和高的电容。第二开关552较窄，从而具有较高的电阻但较低的电容。为了输出高的电压，在VVPS504的开关中需要低的电阻(即，为了将尽可能多的Vin传送到Vout)。从而，在此情况下使用宽的开关550。由于电容C高，故消耗较大量的能量，但这对于实现足够的Vout是必要的。 [0096] 然而，如果仅需要低的输出电压，则开关中的电阻可以更高。因此，在此情况下，可使用较窄的开关552。较窄的开关552的电容较低，从而运行该较窄的开关消耗较少的能量。尽管图11示出了仅两个开关550、552，但应意识到，也可以使用多个开关，其各具有不同的“宽度”。 [0097] 图12示出了开关550和552的一种可能的实现方式。如所示，单个开关560可以被不均匀地分为区域562和564。此布置给出了三个可能的开关宽度：最小的区域564；较大的区域562；以及将562和564组合的区域。或者，可以提供多个开关，并将不同数目的开关接通，以将总的电阻和电容适配至期望值。 [0098] 现在可以看到，放大器500中的开关选择块506是如何运行以降低放大器500的功率消耗的。如果音量高，则在电容器108、110中需要较大量的电压。从而，在此情况下，开关选择块506指挥VVPS504使用相对宽的开关。如果音量低，则在电容器108、110中需要较少的电压。在此情况下，开关选择块506指挥VVPS504使用相对窄的开关，使得VVPS504中的切换损耗最小化。 [0099] 图13示出了根据本发明的另一个方面的放大器600。 [0100] 放大器600与参照图6描述的放大器100相似，除了将在下面更详细描述的数个部件之外。放大器100、600所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器602和VVPS604以与它们在放大器100中的对应物类似的方式运作；然而，包络检波器602和VVPS604中的任一或两者的运行可以被如下所述地调整。 [0101] 放大器600还包括开关选择块606，其从包络检波器602接收控制信号，并将控制信号605输出至VVPS604。在一种替代性布置中，开关选择块606可以接收与被输出至VVPS604的信号相同的控制信号。控制信号605指挥VVPS604适配其开关，如之前参照图11和12所述。 [0102] 如果信号包络相对高，则在电容器108、110中将需要较大量的电压。因此，在此情况下，开关选择块606指挥VVPS604使用相对宽的开关。如果信号包络低，则在电容器108、110中将需要较少的电压。在此情况下，开关选择块606指挥VVPS604使用相对窄的开关，使得VVPS604中的切换损耗最小化。如上所述，应意识到，可以使用多个开关，其各具有不同的“宽度”。 [0103] 放大器500、600都可以被适配，使得开关切换块506、606既考虑到信号包络又考虑到音量。这可以通过许多方法实现。例如，可以将音量应用至包络检波器502、602，如参照图7所述。即是说，在放大器600中，在输入信号在包络检波器602中被检波之前，该输入信号可以被该音量修改(例如，该信号可以与音量相乘)；或者，从包络检波器602输出至开关选择块606的控制信号可以被该音量修改(例如，控制信号可与音量相乘)；或者，从开关选择块606输出的控制信号605可以被该音量信号修改。在放大器500中，包络检波器502可以向开关选择块506输出又一个控制信号——其表明所检测到的输入信号包络，使得当产生开关选择控制信号时，包络和音量都被纳入考虑。本领域技术人员将能够想到许多方式，其中可以使用音量、包络以及其组合来改变用在该VVPS中的开关。 [0104] 进一步，本领域技术人员可以容易地看到，将音量、信号包络或其组合应用至开关选择块，在具有模拟输入信号和模拟放大器的系统中将同等有益。从而，模拟放大器——例如参照图4所述的——将包括如参照图10和13所述的开关选择块，并以本质上相同的方式运行。 [0105] 图14示出了根据本发明的另一个方面的放大器700。 [0106] 放大器700与参照图6描述的放大器100相似，除了将在下面更详细描述的数个部件之外。放大器100、700所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器702、VVPS704、DAC716、前置放大器718和功率放大器705以与它们在放大器100中的对应物类似的方式运作；然而，它们中的任一或全部的运行可以被如下所述地调整。 [0107] DAC716、前置放大器718和功率放大器705设有输入端口(input port)(未示出)用于提供偏置。较高的偏置被用来改善该DAC元件、前置放大器元件和功率放大器元件的噪声性能、线性(linearity)性能和失真性能。如本领域技术人员所熟知的，该偏置可以是电流或电压。较高的偏置造成放大器700的静止状态(quiescent state)和活动状态(active state)中较高的总的功率消耗。 [0108] 因此，放大器700还包括偏置发生器706，其用于产生至少一个偏置(被示为虚线)，并向DAC716、前置放大器718和功率放大器705中的至少一个提供偏置；然而，该偏置可以被提供至DAC716、前置放大器718和功率放大器705的全部或其任何组合。进一步，偏置发生器706可以产生不止一个偏置，不同的偏置被提供至各个不同的元件。进一步，放大器700中的放音路径(即，含有滤波器112、ΣΔ调制器114、DAC716、前置放大器718、功率放大器705和负载120的路径)可以含有包括用于提供偏置的输入端的其它部件。本领域技术人员应理解，本发明也可以同等地适用这些部件。 [0109] 如果待在功率放大器705中被放大的信号相对小，则DAC718、前置放大器718、功率放大器705元件的线性范围可以被有效地降低，同时保持失真水平并降低每个元件中消耗的功率。从而，除了被供应至前置放大器718，该音量信号还被供应至偏置发生器706。如果该音量信号相对高，则待在功率放大器705中被放大的信号也相对高；从而，在此情况下，偏置发生器706将产生相对高的偏置。如果该音量信号相对低，则待在功率放大器705中被放大的信号也相对低；从而，在此情况下，偏置发生器706将产生相对低的偏置，降低放大器700的功率消耗。 [0110] 图15示出了根据本发明的另一个方面的又一个放大器800。 [0111] 放大器800与参照图6描述的放大器100相似，除了将在下面更详细描述的多个部件之外。放大器100、800所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器802、VVPS804、DAC816、前置放大器818和功率放大器805以与它们在放大器100中的对应物类似的方式运作；然而，它们中的任一或全部的运行可以被如下所述地调整。 [0112] 再一次，DAC816、前置放大器818和功率放大器805设有输入端口(未示出)，用于提供偏置。如之前，较高的偏置被用来改善该DAC元件、前置放大器元件和功率放大器元件的噪声性能、线性性能和失真性能。如本领域技术人员所熟知的，该偏置可以是电流或电压。较高的偏置造成放大器800的静止状态和活动状态中较高的总的功率消耗。 [0113] 该放大器还包括偏置发生器806，其用于产生至少一个偏置(被示为虚线)，并向DAC816、前置放大器818和功率放大器805中的至少一个提供偏置；然而，该偏置也可以被提供至DAC816、前置放大器818和功率放大器805的全部或其任何组合。进一步，偏置发生器806可以产生不止一个偏置，不同的偏置被提供至各个不同的元件。进一步，放大器800中的放音路径(即，含有滤波器112、ΣΔ调制器114、DAC816、前置放大器818、功率放大器805和负载120的路径)可以含有包括用于提供偏置的输入端的其它部件。本领域技术人员应理解，本发明也可以同等地适用这些部件。 [0114] 偏置发生器806从包络检波器802接收控制信号，该控制信号表明输入数字信号的大小(即，包络)。如果该输入数字信号相对高，则待在功率放大器805中被放大的信号也将相对高；因此，在此情况下，偏置发生器806将产生相对高的偏置。如果该音量信号相对低，则待在功率放大器805中被放大的信号也将相对低，因此，在此情况下，偏置发生器806将产生相对低的偏置，降低放大器800的功率消耗。 [0115] 放大器700、800都可以被适配，使得偏置发生器706、806既考虑到信号包络又考虑到音量。这可以通过许多方法来实现。例如，可以将音量应用至包络检波器702、802，如参照图7所述。即是说，在放大器800中，在输入信号在包络检波器802中被检波之前，该输入信号可以被该音量修改(例如，该信号可与音量相乘)；或者，从包络检波器802输出至偏置发生器806的控制信号可以被该音量修改(例如，控制信号可与音量相乘)；或者，从偏置发生器806输出的偏置可以被该音量信号修改。在放大器700中，包络检波器702可以向偏置发生器706输出又一个控制信号，其表明所检测到的输入信号包络，使得当产生开关选择控制信号时，包络和音量都被纳入考虑。本领域技术人员将能够想到多种方式，其中可以使用音量、包络以及其组合来改变在偏置发生器706、806中产生的偏置。 [0116] 进一步，本领域技术人员可以容易地理解，将音量、信号包络或其组合应用至被应用至放大器放音路径中之元件的偏置，在具有模拟输入信号和模拟放大器的系统中将同等有益。从而，模拟放大器——例如参照图4所述的——将包括偏置发生器，如参照图14和图15所述，并以本质上相同的方式运行。然而，当然，在此情况下，放音路径中将不存在DAC，从而偏置将不被施加至DAC。 [0117] 图16示出了根据本发明的另一个方面的放大器900。 [0118] 放大器900与参照图6描述的放大器100相似，除了将在下面更详细描述的数个部件之外。放大器100、900所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器902和VVPS904以与它们在放大器100中的对应物类似的方式运作；然而，包络检波器902和VVPS904中的任一或两者的运行可以被如下所述地调整。 [0119] 如前所述，图5示出了跨越电容器108、110的电压向功率放大器106提供电源电压。随着VVPS904以预定时钟频率接通和断开，跨越电容器108、110的电压周期性地升高和下降，产生了“纹波电压”。这种系统的问题在于，该纹波电压倾向于在时钟频率及其谐波处产生“音调”。该纹波电压越大，所引起的音调的振幅就越大。大体上，不希望有这种音调，它可以干扰该芯片上的其它系统的运行。在音频应用中，这种音调可以混入音频，并且可被用户听见。 [0120] 降低由电源中的切换引起的音调的一种标准方法是使切换频率抖动。即是说，通过向时钟信号添加噪声信号，切换频率可以被不断地轻微向上或向下调整。这具有以下效果：使在时钟频率及其谐波处产生的能量“扩散”，以覆盖这些离散值附近的较宽频率范围。这减小了该音调的振幅，减少了它们对其它系统和终端用户的影响。 [0121] 然而，产生抖动需要功率。这在便携式应用中——其中电池的寿命对于制造商而言是一个重要考量——尤其是一个缺点。另外，被添加至切换频率的抖动实际上会在该芯片上的其它系统中产生不想要的噪声，即，由于电源904未以“最佳”频率切换。 [0122] 在相对低的输入信号振幅，负载120中消耗的功率的量也相对低。这意味着，每个时钟周期从电容器108、110释放的电压的量也低，即纹波电压小。如上所述，该纹波电压的振幅与由该纹波电压引起的音调的振幅相关联。大的纹波电压造成大的音调，反之亦然。从而，大的信号振幅造成大的音调，小的信号振幅造成小的音调。 [0123] 根据本发明，放大器900还包括抖动块906。抖动块906从包络检波器902接收抖动控制信号，并为VVPS904产生频率为FS′的时钟信号。 [0124] 对于本领域技术人员明显的是，抖动块906包括能够产生时钟信号的频率合成器(frequency synthesizer)，例如锁频环(FLL)或锁相环(PLL)电路等。进一步，该抖动块包括一些用于使如此产生的时钟信号的频率抖动的装置。例如，可以使用一个或多个随机数发生器来将FLL或PLL的反馈路径中的分割比(division ratio)轻微地随机化。可以使用的随机数发生器的实施例包括线性反馈移位寄存器(linear feedback shift register)，或具有不稳定反馈环的环路(loop circuit)。在本文所附权利要求的范围内，本领域技术人员可以想到许多手段来形成抖动的时钟信号。对于本领域技术人员也明显的是，在权利要求的范围内，替代性布置也是可能的。例如，该时钟合成器可以表现为一个分立的块，或者被纳入开关电源904。抖动块906的进一步运行如下所述。 [0125] 根据本发明，抖动块906从包络检波器902接收抖动控制信号，其表明输入信号的振幅(即，包络)。如果该输入信号具有第一振幅，例如相对高的信号振幅，则抖动块906以第一运行模式运行。例如，该第一运行模式可以是“正常”运行模式，即，借此抖动块906产生抖动的时钟信号。如果该输入信号具有第二振幅，例如相对低的信号振幅，则抖动块906以第二运行模式运行，例如，借此降低该时钟信号的抖动。为了实现此抖动降低，可以减小该抖动信号的振幅，或者降低该抖动信号被改变的频率。在一个实施方案中，当该输入信号的振幅相对小时，例如当该输入信号的振幅小于预定阈值时，该时钟信号的抖动被完全关闭。在一个替代性实施方案中，该抖动信号的运行是输入信号的振幅的连续函数，即，抖动信号的振幅或频率随着输入信号的振幅而连续地变化。 [0126] 当输入信号低时，该时钟信号的抖动可以被降低，因为该纹波电压在这样的信号振幅下是低的。这意味着，音调不那么是个问题，从而不需要抖动。实际上，降低抖动节省了功率，也降低了在该芯片上的其它系统中引起的噪声。 [0127] 图17示出了根据本发明的另一个方面的放大器1000。 [0128] 放大器1000与参照图6描述的放大器900相似，除了将在下面更详细描述的数个部件之外。放大器900、1000所共有的部件保留了它们的原始参考数字，且不再被进一步描述。包络检波器1002和VVPS1004以与它们在放大器900中的对应物类似的方式运作；然而，包络检波器1002和VVPS1004中的任一或两者的运行可以被如下所述地调整。 [0129] 根据本发明，放大器1000还包括抖动块1006。抖动块1006接收音量信号，并为VVPS1004产生频率为FS′的时钟信号。 [0130] 如上所述，被输出至负载120的信号的振幅影响电容器108、110中的纹波电压的大小，从而影响在切换频率引起的音调的振幅。在上面被纳入考虑的、影响负载120中的信号的振幅的一个因素是，输入信号的振幅(即，包络)。影响负载120中的信号的振幅的另一个因素是音量信号，其代表在前置放大器118中应用的增益。 [0131] 因此，根据本发明，除了前置放大器118，抖动块1006也接收音量信号。如果该音量相对高，则抖动块1006以第一运行模式运行，例如“正常”运行模式，即，借此抖动块1006产生抖动的时钟信号。如果该音量相对低，则抖动块1006以第二运行模式运行，例如，借此降低该时钟信号的抖动。为了实现此抖动降低，可以减小该抖动信号的振幅，或者可以降低该抖动信号被改变的频率。在一个实施方案中，当音量相对小时，例如当音量小于预定阈值时，时钟信号的抖动被完全关闭。在一个替代性实施方案中，抖动信号的运行是音量的连续函数，即，抖动信号的振幅或频率随着音量而连续地变化。 [0132] 放大器900、1000都可以被调整，使得抖动块906、1006可以既考虑到信号包络又考虑到音量。这可以通过许多方式来实现。例如，可以将该音量应用至包络检波器902、1002，如参照图7所述。即是说，在放大器900中，在输入信号在包络检波器902中被检波之前，该输入信号可以被该音量修改(例如，该信号可以与音量相乘)；或者，从包络检波器 902输出至抖动块906的抖动控制信号可以被该音量修改(例如，控制信号可以与音量相乘)。在放大器1000中，包络检波器1002可以向抖动块1006输出又一个控制信号，其表明所检测到的输入信号的包络，使得当产生抖动的时钟信号时，既考虑到包络又考虑到音量。 本领域技术人员将能够想到许多方法，其中音量、包络以及其组合可以被用来改变在抖动块906、1006中产生的抖动。 [0133] 进一步，本领域技术人员可以容易地看到，将音量、信号包络或其组合应用至切换频率的抖动，在具有模拟输入信号和模拟放大器的系统中将同等有益。从而，模拟放大器——例如参照图4所述的——将包括如参照图16和17所述的抖动块，并以本质上相同的方式运行。 [0134] 图18a示出了适合分别用作图6、7、8、9、10、13、14、15、16和17之任一个的VVPS104、204、304、404、504、604、704、804、904、1004的电荷泵1400。进一步，电荷泵1400也适合用作在放大器200、300、400、500、600、700、800、900、1000的任一模拟等价物中的VVPS。 [0135] 图18a是一种新颖的反相电荷泵(inverting charge pump)电路的示意图，我们可称之为“电平移位电荷泵(level shifting charge-pump)”(LSCP)1400。存在两个存储电容器(reservoir capacitor)CR1和CR2、一个飞跨电容器Cf和一个由开关控制器1420控制的开关阵列1410。然而，在此布置中，存储电容器CR1和CR2都不直接连接至输入电源电压VDD，而是仅经由开关阵列1410连接至输入电源电压VDD。应注意，LSCP1400被配置为开环电荷泵，虽然本领域技术人员将容易地意识到和理解闭环布置。因此，LSCP1400依赖于跨越保持在预定约束范围内的每个输出端N12-N11、N13-N11而连接的各个负载(未示出)。LSCP1400输出两个电压Vout+、Vout-，其以公共电压源(节点N11)——即地——为参考。连接至输出端Vout+、Vout-、N11且仅为示例目的而示出的，是负载1450。实际上，负载1450可以全部或部分地与电源位于同一芯片上，或者它可以位于片外(off-chip)。负载1450是功率放大器106和负载120的组合。 [0136] LSCP1400运行，使得针对输入电压+VDD，LSCP1400产生量值为+VDD/2和－VDD/2的输出，虽然当负载轻时，这些电平实际上将是+/-VDD/2-Iload.Rload，其中Iload等于负载电流，Rload等于负载电阻。应注意，跨越节点N12&N13的输出电压的量值(VDD)相同于或基本相同于跨越节点N10&N11的输入电压的量值(VDD)。 [0137] 图18b示出了LSCP1400的一种更详细的形式，尤其示出了开关阵列1410的细节。开关阵列1410包括六个开关S1-S6，它们被来自于开关控制器1420的对应控制信号CS1－CS6控制。这些开关被布置，使得第一开关S1连接在飞跨电容器Cf的正极板和输入电压源之间，第二开关S2连接在该飞跨电容器的正极板和第一输出节点N12之间，第三开关S3连接在该飞跨电容器的正极板和公共接线端N11之间，第四开关S4连接在该飞跨电容器的负极板和第一输出节点N12之间，第五开关S5连接在该飞跨电容器的负极板和公共接线端N11之间，第六开关S6连接在该飞跨电容器的负极板和第二输出接线端N13之间。应注意，这些开关可以通过许多不同方式来实现(例如，MOS晶体管开关或MOS传输门开关)，这取决于，例如，集成电路处理技术或者输入和输出电压要求。 [0138] 图19a示出了又一个电荷泵2400，其适合分别用作图6、7、8、9、10、13、14、15、16和17之任一个的VVPS104、204、304、404、504、604、704、804、904、1004。进一步，电荷泵2400也适合用作放大器200、300、400、500、600、700、800、900、1000的任一模拟等价物中的VVPS。 [0139] 图19a是一种新颖的反相电荷泵电路的示意图，我们称之为“双模式电荷泵”(DMCP)2400。再一次，存在两个存储电容器CR1和CR2、一个飞跨电容器Cf和一个被开关控制模块420(其可以通过软件或硬件来实现)控制的开关阵列2410。在此布置中，存储电容器CR1和CR2都不直接连接至输入电源电压VDD，而是经由开关阵列2410连接至输入电源电压VDD。 [0140] 应注意，DMCP2400被配置为开环电荷泵，虽然本领域技术人员将容易地意识到和理解闭环布置。因此，DMCP2400依赖于跨越保持在预定约束范围内的每个输出端N12-N11、N13-N11而连接的各个负载(未示出)。DMCP2400输出两个电压Vout+、Vout-，其以公共电源电压(节点N11)为参考。连接至输出端Vout+、Vout-、N11且仅为示例目的而示出的，是负载2450。实际上，负载2450可以全部或部分地与电源位于同一芯片上，或者它可以位于片外。负载2450是功率放大器106和负载120的组合。 [0141] DMCP2400可运行在两个主要模式中。在第一模式中，DMCP2400运行，使得针对输入电压+VDD，DMCP2400产生的每个输出的量值都是输入电压VDD的数学分数(mathematical fraction)。在下面的实施方案中，在此第一模式中产生的输出的量值是+VDD/2和－VDD/2，虽然当负载轻时，这些电平实际上将是+/-VDD/2-Iload·Rload，其中Iload等于负载电流，Rload等于负载电阻。应注意，在此情况下，跨越节点N12&N13的输出电压的量值(VDD)相同于或基本相同于跨越节点N10&N11的输入电压的量值(VDD)。在第二模式中，DMCP2400产生+/-VDD的双导轨输出。 [0142] 图19b示出了DMCP2400的一种更详细的形式，尤其示出了开关阵列2410的细节。开关阵列2410包括六个主开关S1-S6，它们被来自于开关控制模块2420的对应控制信号CS1－CS6控制。这些开关被布置，使得第一开关S1连接在飞跨电容器Cf的正极板和输入电压源之间，第二开关S2连接在该飞跨电容器的正极板和第一输出节点N12之间，第三开关S3连接在该飞跨电容器的正极板和公共接线端N11之间，第四开关S4连接在该飞跨电容器的负极板和第一输出节点N12之间，第五开关S5连接在该飞跨电容器的负极板和公共接线端N11之间，第六开关S6连接在该飞跨电容器的负极板和第二输出接线端N13之间。 可选地，可以提供第七开关S7(以虚线示出)，其连接在输入电压源(节点N10)和第一输出节点N12之间。也被更详细地示出的是控制模块2420，其包括模式选择电路2430，该模式选择电路用于决定要使用哪个控制器2420a、2420b或控制程序，从而确定该DMCP在哪个模式中运行。或者，模式选择电路2430和控制器2420a、2420b可以被实现在单个电路块(未示出)中。 [0143] 在该第一模式中，使用开关S1-S6，且DMCP2400以与LSCP1400类似的方式运行。在该第二模式中，使用开关S1－S3和S5－S6/S7，开关S4是冗余的。 [0144] 应注意，这些开关可以通过许多不同方式来实现(例如，MOS晶体管开关或MOS传输门开关)，这取决于，例如，集成电路处理技术或者输入和输出电压要求。 [0145] 本文所述的放大器优选地被纳入集成电路。例如，该集成电路可以是音频和/或视频系统——诸如MP3播放器、移动电话、摄像机或卫星导航系统——的一部分，并且该系统可以是便携式的(诸如电池供电的手持系统)，或者可以是市电供电的(mains-powered)(诸如hi-fi系统或电视接收机)，或者可以是汽车载(in-car)、火车载(in-train)或飞机载(in-plane)娱乐系统。除了以上信号之外，在该放大器中被放大的信号可以代表用在噪声消除处理中的环境噪声。 [0146] 本领域技术人员应认识到，上述装置和方法中的一些可以作为处理器控制代码来实现，例如，在载体介质——诸如磁盘、CD-ROM或DVD-ROM——上；在编程存储器——诸如只读存储器(固件)——上；或在数据载体——诸如光信号或电信号载体——上。对于许多应用，本发明的实施方案将被实现在DSP(数字信号处理器)、ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)上。从而，该代码可以包括常规程序代码或微代码，例如用于设立或控制ASIC或FPGA的代码。该代码也可以包括用于动态地配置可重配置装置(re-configurable apparatus)——诸如可重编程逻辑门阵列——的代码。类似地，该代码可以包括用于硬件描述语言——诸如Verilog TM或VHDL(超高速集成电路硬件描述语言)——的代码。本领域技术人员应意识到，该代码可以散布在互相通信的多个相联结的部件中。在适当时，本实施方案也可以使用在现场可(重)编程模拟阵列或类似器件上运行的代码来实现，以配置模拟/数字硬件。 [0147] 应注意，上述实施方案示出而非限制本发明，在不偏离所附权利要求的范围的前提下，本领域技术人员将能够设计许多替代性实施方案。词语“包括”不排除存在权利要求中所列以外的元件或步骤；“一”不排除多个，单个处理器或其它单元可以实现权利要求中陈述的几个单元的功能。权利要求中的任何参考标记都不应被理解为限制权利要求的范围。 |
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